D类音频功放

Ｄ类音频功率放大器设计一．设计任务设计并制作一个电源电源电压为５Ｖ，负载阻抗为８欧姆的Ｄ类音频功率放大器。

二. 设计要求１．３ｄＢ带宽300Hz～3400Hz时，输出正弦信号无明显失真。

２. 最大不失真输出功率W≥。

1３. 输入阻抗kΩ>，电压放大倍数1～20连续可调。

10４. 在输出功率500mW时，功率放大器的效率＞７０％。

三．发挥部分１. 3dB通频带扩展至300Hz～20kHz时。

２. 输出功率保持为m W200，尽量提高放大器效率。

３. 其他。

四．设计分析１．音频功率放大器简述音频功率放大器的目的，是以要求的音量和功率水平在发声输出元件上重新产生真实、高效和低失真的输入音频信号。

衡量音频放大器优劣的主要性能，一是它的频率特性指标，包括频率响应、谐波失真度和互调失真度；二是它的时间特性指标，包括瞬态响应、瞬态互调失真和阻尼系数；三是信号噪声比、最大输出动态范围、最大功率和效率；尤其第三个方面的性能指标主要由功率放大器实现。

传统的低频功率放大器主要有：A类(甲类)、B类(乙类) 及AB (甲乙类)。

①A类放大器的晶体管总是处于导通状态，即在一个输入信号周期内，功率器件都是导通的，也就是说没有信号输入时，晶体管也有输出功率，因此晶体管功耗非常大。

因为通常有很大的直流偏置电流流过晶体管，而没有提供给负载，尽管其效率很低(约20%)，但精度非常高。

它的优点是输出信号的失真比较小，缺点是输出信号的动态范围小、效率低，理想情况下其效率为25 %。

②B类放大器采用两只晶体管推拉工作，每只晶体管工作半个周期：一只晶体管工作于输入信号的正半周，另一只晶体管则工作于输入信号的负半周，因此在理论上两只晶体管不会在同一时间内导通。

在没有输入的情况下，两只晶体管均处于截止状态且无输出功率，因此其效率高于A类放大器。

由于晶体管都需要一定的开通时间，这样，在两只三极管交替工作过程中，输出端存在一个短暂的无输出功率状态，这个无功率区域称为交越区，这就造成了相对较大的信号失真。

在理想情况下，其效率为75%，实际使用中，效率约为40%左右。

③AB类放大器与B类放大器非常相似，由于AB类放大器使用了小的直流偏置电流，使两只晶体管在同一时刻微导通以消除交越失真，因而其性能有所改善。

AB类放大器的效率(约为50%)不如B类放大器高，但精度得到了提高，因此常作为音频放大器使用。

④D类放大器由于采用了不同于上述各类放大器的拓扑结构（见图２－１０），其功耗远低于上述任何一类放大器。

图2-10所示D 类放大器组成框图由调制器、高速功率输出电路及低通滤波器等组成。

其中调制器采用脉宽调制(PWM)方式，它通过电压比较器将音频信号与高频三角波通过进行比较（PWM 调制方式如图2-11所示），当反相端电压高于同相端电压时，输出为低电平；当反相端电压低于同相端电压时，输出为高电平，从而在电压比较器输出端得到一系列宽窄不同的高频脉冲信号，即PWM 调制信号。

通过该信号控制输出功率管（见图2-12），使得功率管输出也为一系列电压脉冲。

由于功率管在不导通时具有零电流，在导通时只有很低的导通电阻，因而产生的功耗极小，从而使效率大为提高（在大功率输出条件下，D 类放大器的效率可达95%）。

由于PWM 脉冲信号的占空比与输入音频信号幅值成正比，而PWM 脉冲信号中的频率成分除了音频信号外，还有各阶高次谐波分量。

为还原音频信号和避免高次谐波能量驱动负载，通常在功率输出级和负载之间接入一个低通滤波器，为保持功率输出级的功率较大，要求滤波器是接近无损的，因此通常采用无源LC 滤波器。

通过对上述各类功率放大器的分析，为达到设计要求及得到最大输出功率和效率，本设计选用D 类放大器。

脉冲宽度调制(PWM)理论分析三角波调制法是建立在每一个特定时间间隔能量等效于正弦波所包V （H （L out V ou t 图2-12 H 桥型开关电路-V CC2-11 利用电压比较器实现PWM 调制含能量的概念上发展起来的一种脉宽调制法，如图2-13所示。

为了得到接近于正弦波的脉宽调制波形，将正弦波的一个周期在时间上划分成N 等份（N 为偶数），每一份计算出脉宽都是Nπ2，这样就可以分别在各个时间间隔内正弦波所包含的面积，如图2-14所示。

图2-14所示的PWM 调制波形中每个特定的时间间隔，都可以用一个脉宽与之对应的正弦波所包含的面积相等或成比例。

通过其脉冲幅值都等于m V ∆的矩形脉冲来代替正弦波的部分，这样N 个宽度不等的脉冲就组成了一个与正弦波等效的脉宽调制波形。

假设正弦波的幅值为m V ，等效矩形波形的幅值为m V ∆，则各等效矩形脉冲波的宽度i δ为NV V i m m πβsin sin 2⋅=∆……………………………..式式中 K 321,2、、=-=i NNi i ππβi β是各时间间隔分段的中心角，也是各等效脉冲位置的中心角。

式表明：由能量等效法得出的等效脉冲宽度δ与分段中心角i β的正弦值成正比。

用三角波来实现脉宽调制，可以很方便的利用由运算放大器组成的比较器来完成这一功能。

假设三角波的频率∆f 与正弦波的频率i f 之比为i f f /∆（载波比），为了使输出波形满足奇函数，N 应该是偶数。

如果假定在正弦波大于三角波部分所产生脉冲的中心位置在每一段脉冲的中心，并以i β代表的话，则角度i β为图2-13PWM 脉宽调制示意图从图2-14可以看出，由于abg ∆与cdg ∆相似，所以c d g l a b图2-14 PWM 脉宽调制原理图 这样 由于m V hg ∆= （m V ∆三角波幅值）i m V βsin lg = （m V 为正弦波幅值）如果令脉宽cd i ≈δ，则 当20≥N 时，将NNi i ππβ-=2代入式可以得到⎪⎭⎫ ⎝⎛-=∆N N i N V V mmi πππδ2sin sin2……………………….式 式说明：当载波比N 固定，且大于20以上时，在比较器输出端产生的矩形脉冲，其宽度正比于正弦波的幅值与三角波幅值之比，该脉冲宽度也正比于分段中心角i β的正弦值。

对于脉宽调制波形，其基波和各次谐波的幅值表达式为∑=+-=2112cos cos 2)1(4N k i i k mn n E V δβπ……………………式∑=+-=21112cos cos 2)1(4N k i i k m E V δβπ………….….….…式由式与式可知：基波幅值1m V 及各次谐波幅值mn V 与脉冲宽度i δ有关，而脉冲宽度i δ又与调幅比mm V V ∆有关。

在正弦波的幅值小于三角波的幅值时，比较器输出电压的基波分量几乎与调制波的调幅比呈线性关系，即故在每个音频信号周期内，PWM 脉冲的占空比正比于音频信号的幅度。

系统方案设计根据设计要求及对各类低频功率放大器的分析，本设计选用D 类放大器，它由前置放大器、三角波产生电路、脉宽调制器、整形电路、延时及驱动电路、功率放大器及低通滤波器等组成，其系统框图如图2-15所示。

前置放大器的作用一方面要满足系统对输入阻抗大于ΩK 10的要求，另一方面可使电压放大倍数从1至20倍可调，前置放大电路由宽带运算放大器及电阻、电容组成。

三角波产生电路的作用是产生固定频率的20N ≥时，调制器输出端产生的矩形脉冲，其宽度正比于正弦波的幅值与三角波幅值之比，即在每个音频信号周期内，PWM 脉冲的占空比正比于音频信号的幅度，考虑到低通滤波器的幅频特性，本设计选用四阶巴特沃思LC 滤波器，它对KHz 150的载波信号衰减达dB 60。

因此，综合考虑上述因素，三角波产生电路的频率选为KHz 150，三角波电路由宽带运算放大器及高速电压比较器组成。

脉宽调制器由于使用自然采样法产生PWM 脉冲，故电路采用高速电压比较器。

由于设计要求功率放大器为+5V 供电，这样电压比较器也采用单电源供电，因而电压比较器输出为单极性PWM 调制信号。

整形电路的作用是将调制器输出的PWM 信号变换成为一对反相的脉冲信号，以驱动功放电路，本系统采用反相施密特触发器作为整形电路。

延时及驱动电路的作用一是将整形电路输出的一对反相的脉冲信号进行适当的延时，以避免H 桥MOS 管上、下同时导通；二是给功放管提供合适的驱动电流。

D 类功率放大器采用增强型MOS 管组成的H 桥高速开关电路，由于它工作于开关状态，输出管的功率损耗极低，因而有效功率可以达到很高。

系统电路设计1. 三角波产生电路设计按设计要求，功率放大电路为+5V 单电源供电，这样就要求D 类放大器的调制信号为PWM 单极性调制方式，因而本设计确定整个系统均采用+5V 直流电源供电。

方案一：三角波产生电路由宽带运放及高速电压比较器组成。

三角波产生电路如图2-16所示，其中1R ，2R ，3R ，1C 及1A 组成积分器，4R 、5R 、6R 及2A 组成滞回比较器。

积分器所用的运放采用宽频、低漂移运放TLC4502，电压比较器采用LM311。

由于采用+5V 直流电源供电，我们将运放1A ⑥脚和电压比较器2A ③脚的电位用3R 调整为+，同时设5R 为k Ω100，并忽略比较器高电平时6R 上的压降，则4R 的求解过程为 取标称值439k ΩR =。

选定工作频率kHz 150=o f ，并设定k Ω2021=+R R 。

则电容1C 的计算过程如下：对电容1C 的恒流充电或放电电流为 电容两端电压值为 其中1T 为半周期，o f TT 2121==，1C V 的最大电压值为2V ，则 取pF 2201=C ，k Ω102=R ，1R 采用k Ω20可调电位器，使振荡频率o f 在kHz 150左右有较大的调整范围。

方案二：三角波产生电路采用宽带运放。

电路如图2-17所示，该电路采用+5V 单电源供电方式，以产生单极性三角波信号。

其中1R 、2R 、3R 、5R 及1A 组成电压比较器，4R 、1C 及2A 组成积分器，1A 和2A 均采用宽带运放NE5532。

通过调整1R 和2R ，使得1A ②脚和2A ⑤脚位+电压，为得到准确值，1R 取k Ω10，2R 用k Ω20三角波的幅值为 三角波频率为其中，4R 取k Ω20，3R 用k Ω500可调电位器代替，5R 用k Ω50可调电位器代替，调整5R ，可使三角波的幅值V 1=om V ，三角波的频率kHz 150=f。

经比较，使用方案一电路产生的三角波线性度不够好，方案二电路得到的三角波线性度良好，而且得到三角波幅值与频率均能满足设计要求，故本设计三角波产生电路选用方案二。

2. 脉宽调制(PWM 波)产生电路设计音频信号PWM图2-18PWM 调制电路选用精密、高速比较器LM393，电路如图2-18所示。