自激式串联开关电源.

第3章 自激式开关电源的原理
自激式开关电源驱动开关管的信号由自激振荡产生，在一定程度上简化了电路。

它所用的元器件少，电路简单成本低。

由于自激式开关电源经济实用，目前仍有较多的电子设备采用自激式开关电源，比如自动化仪器仪表、视盘机、电视机、显示器、打印机和手机充电器等。

本章在讲述自激式开关电源的基本电路的基础上，以自激式开关电源的电路实例为载体，分析几种变压器耦合型开关电源的工作原理。

∮3-1 自激式开关电源的工作原理
3.1.1 自激式开关电源的特点
1．自激式开关电源的工作原理
（1）自激式开关电源结构简单，生产制造成本低廉。

（2）自激式开关电源的脉冲信号是自激振荡形成的，是一种非固定频率的变换电路，随输入电压和负载变化而变化，空载时开关频率可达100kHz ，满载时可能会降到20kHz ，频率的变化几乎与变压器的匝数和电感量无关。

（3）自激式开关电源的具备了一定的自保护功能，一旦负载过重，必然破坏反馈条件，振荡将因损耗过大而减少或和停振，因此保护电路也比较简单，这是自激式开关电源的一大优点。

（4）自激式开关电源在改变占空比D 时，振荡兼开关管的E i 与CE U 相对值发生变化，因此D 变化范围较小，一般不大于0.5。

（5）自激式开关电源的开关电流峰值高、纹波电流大，由于它的工作频率随着输入电压和负载电流变化而变化，在高功率、大电流工作时稳定性差，因此仅用于60W 以下的小功率场合。

2．自激式开关电源的类型
自激式开关电源按输入、输出连接方式可分为串联型（降压式非隔离型）、并联型（升压式非隔离型）和变压器耦合型（隔离型）。

在变压器耦合型自激式开关电源中，按开关管的连接方式又可分为单管式、推挽式和桥式等。

由于自激式并联型属于升压型，实际应用很少，所以，本章我们主要讲述用于AC-DC 变换的自激式中的串联型和变压器耦合型开关电源。

3.1.2 自激式串联型开关电源
1．自激式串联型开关电源的工作原理 自激式串联型开关电源是早期采用的一种开关电源，由于开关管、储能电感与负载串联，其输出电压比输入电压低，也称为降压式非变压器耦合型开关电源。

如图3-1所示为自激式串联型开关电源的结构原理图。

I C 、O C 分别是输入电压I U 、输出电压O U 的滤波电容；开关管用一个开关符号模拟替代；L 为储能电感；VD 为续流二极管。

电路中还包含采样电路、电压基准、比较放大和脉宽调制电路的功能框图。

图3-1 自激式串联型开关电源结构原理图
输入直流电压I U 经过功率开关管的通断控制，变成周期性矩形波；设周期为T ，开关管导通时间为ON t ，截止时间为OFF t 。

当开关管导通时，电感L 的电压极性为“左正右负”，续流二极管VD 反偏截止；电感L 中的电流随时间ON t 线性增大、电感储能；当开关管截止时，电感L 的电压极性为“左负右正”，续流二极管VD 正偏导通，电感L 中的电流随时间OFF t 线性减小、电感释能。

为了控制和调节输出电压，用分压器对输出电压采样，送入误差放大器一个输入端，误差放大器另一个输入端接基准电压。

两个输入电压进行比较、放大后经脉宽调制电路控制开关管通断时间比，从而调节和稳定输出电压。

2．自激式串联型开关电源的基本电路
自激式串联型开关电源的基本电路如图3-2所示。

I C 、O C 分别是输入、输出电压的滤波电容； VT 1为功率开关管；T 为储能变压器；VD 1为放电二极管；VD 2为续流二极管；VT 2为脉宽调制管；VT 3为误差放大器；4R 、5R 构成输出电压的采样电路；6R 、VS 1构成基准电压。

变压器T 有两种功能：一是由初级绕组③-④构成储能电感；二是由次级绕组①-②构成脉冲变压器，使VT 1可以依靠正反馈作用产生振荡脉冲。

图3-2 自激式串联型开关电源基本电路
初始上电时，1R 给VT 1提供启动电流。

VT 1导通时，T 绕组②端输出正极性感应脉冲加到VT 1基极，使VT 1快速进入饱和；当③-④绕组电流开始下降时，同样的正反馈过程使VT 1快速截止，完成一个振荡周期，功率开关管完成一次通断过程。

在上述过程中，2R 构成1C 的充电通路，同时2R 还限制了正反馈电流，防止过大的正反馈电流使VT 1进入过饱和状态，增大VT 1基区电荷的存储效应①，加大开关管的损耗。

VD 2构成1C 的放电通路，1C 的容量对振荡频率影响较大，即使VT 1未进入饱和区，在VT 1导通期间的正反馈过程中，1C 的充电电流小到一定程度，也会迫使VT 1截止，提前进入下一个振荡周期。

VT 2是VT 1导通周期的基极可变分流器，可以控制VT 1的导通时间。

在VT 1振荡过程中，VT 1由通态转为止态的转折点是C B I I <β的某一点；在此进程，如果VT 2导通、分流VT 1基极电流，即可减小I B1，使VT 1提前达致转折点，VT 1的通态时间变短，储能电感的储能减小，开关电源的输出电压必然降低——这就是VT 2的脉宽调制功能。

VT 2的导通电流受控于VT 3。

VT 3为误差检测和电流放大管，其发射极接入简单的二极管稳压电路，作为基准电压；输出电压O U 由4R 、5R 采样后送到VT 3基极。

正常工作时，采样电压比基准电压高一个VT 3发射结压降。

若某种原因使O U 升高时，则VT 3发射结压降增大、集电极电流增大，VT 3导通电流也增大，控制VT 2导通电流也增大，分流更多VT 1正反馈的电流，VT 1的通态时间变短，输出电压降低。

由于VT 2发射极电压几乎等于输入电压I U ，故VT 2始终工作于放大状态。

若VT 2饱和，VT 1将截止；若VT 2截止，VT 1将失去控制，处于2R 、1C 参数决定的充电过程的最大脉宽状态，造成输出电压异常升高，还会增大VT 1的开关损耗甚至于热击穿。

虽然这个电路能够实现降压，但不能完成过大的降压比。

因为大幅度地降低电压，必然是尽量缩短VT 1的通态时间，这将使得VT 1的自激振荡处于临界状态，导致振荡不稳定，输出电压的纹波增大且稳定性也难以保证；同时，VT 1的通态时间过短，输出电流也无法增大，所以，这种电源只适合于小功率的负载。

① 由于晶体管基区电荷的存储效应，发射结电压突变为零时，晶体管并不能立即关断；越是过饱和，基区存储的电荷越多，延时关断的时间越长。

4
3.2.8 显示器开关电源
有许多计算机显示器使用自激式开关电源，如图3-40所示为一种双频彩色显示器的自激式开关电源电路。

它主要由电源滤波、整流滤波、自激振荡与稳压、同步激励与保护、输出电压与转换等电路组成，各部分电路工作过程如下。

图3-40 自激式显示器开关电源电路原理图
1．市电输入电路及变换 市电经保险管F 901输入，901C 滤除差模干扰；903C 、904C 与901L （45μH ）构成共模滤波器，
滤除共模干扰；NTC 是热敏电阻，减小开机冲击电流，实现软启动保护。

为了适应各种不同的输入电压，显示器开关电源电路设置有110/220V 转换开关，电路分解如图3-41所示。

（a ）S 1开路，适用于220V （b ）S 1闭合，适用于110V
图3-41 110/220V 转换电路分解图
如图（a ），当S 1开路时，电路为桥式全波整流，适用于输入电压为AC220V 的情况，电源输入L 正N 负，D 901、D 903导通，电流方向见图中①所示，906C 、907C 串联同时充电；电源输入L 负N 正，D 902、D 904导通，电流方向见图中②所示，也是906C 、907C 串联同时充电。

如图（b ），当S 1闭合时，电路变为全波倍压整流。

电源输入L 正N 负，D 901导通对906C 充电，电流方向见图中①所示；电源输入L 负N 正，D 904导通对907C 充电，电流方向见图中②所示。

两种工作状况D 902和D 903均不导通。

倍压整流、滤波电压为输入市电电压最大值的两倍，适用于输入电压为AC110V 的情况。

2．自激振荡与稳压电路
开关变压器T 901与功率管VT 92构成自激振荡功率变换器，901R 、902R 是VT 92的启动偏置电路。

907R 与913C 引入绕组的正反馈脉冲至VT 92的基极，使VT 92间歇振荡通断工作。

在VT 92截止期，T 901向次级负载电路提供电压。

光电耦合器4N35和精密可调稳压器TL431构成稳压控制系统。

电源的行供电电压输出后，经957R 、963R 和R p91分压，得到取样电压，送到TL431的控制极。

当输出电压升高时，TL431电流增大，光电耦合器4N35内部三极管C-E 间的内阻降低，经V 901使VT 91的基极电压升高，导通程度增强，分流VT 92的基极电流，VT 92提前截止，迫使输出电压降低。

若输出电压降低时，电路动作与上述相反，以维持输出电压的稳定。

电路中，V 905对正反馈绕组整流，911C 滤波后作为光电耦合器4N35内部三极管的电源。

3．过流保护与延时电路
功率管VT 92的导通电流，在906R 上产生与其阻值成正比的电压降，该电压降经903R 加到VT 91的基极。

当VT 92电流增大到600mA 时，906R 压降达到0.6V ，VT 91开始导通，分流VT 92基极电流，迫使VT 92集电极电流减小，提前导通。

903R 和909C 构成VT 91的延迟导通电路，如果VT 92的电流只是瞬间增大，906R 的压降经903
R 对909C 充电，因电流峰值过后，909C 尚未充满到克服VT 91发射结的死区电压，所以VT 91不会导通，这样延迟导通，就是为了避免开机瞬间的冲击电流使VT 91产生误动作。

4．同步激励电路
该电源还设有行逆程同步电路“行FBT ”。

“行FBT ”是用绝缘导线在行输出变压器磁心旁柱上穿绕一圈，以产生感应行逆程脉冲。

行逆程期间，其极性为①正②负，正脉冲通过901C 使 V 902导通，VT 92触发导通，以使自激振荡与行频同行。

5．输出电压转换电路
双频显示器可以支持两种不同模式的显示卡，兼容CGA 、VGA 模式，因此其行扫描频率应适应适应15.75kH 和31.5kHz 两种频率。

在行扫描电路中，行振荡电路受控于模式识别系统而改变其振荡频率。

由于行频的差别较大，转换显示模式的同时行输出级的供电电压必须改变。

当行频升高时，行偏转线圈的感抗相应增大，行偏转电流随之减小。

此时，为了使行扫描满幅，只有提高行扫描电压，使行扫描偏转电流增大。

当行频降低时，行偏转线圈的感抗减小，行偏转电流增大，此时要降低行扫描电压，否则，不仅行幅增大，还会损坏显像管。

需要指出的是，此时只降低行输出级的供电，其他各绕组供电必须保持不变。

在图3-39中，行供电设有两组电压：一组由V 954整流、955C 滤波的45V ，用于低行频供电；另一组由V 952整流、953C 滤波的65V ，用于高行频供电。

低行频时，“行频模式”为低电平，VT 93、VT 94和VT 95截止，行输出级供电为45V 。

这时，取样电路由957R 与963R 、R p91串联阻值之比决定，微调R p91可得到精确的45V 电压。

高行频时，“行频模式”为高电平，VT 93、VT 94和VT 95均导通，行输出级供电为65V 。

这时，取样电路是电阻混联：960R 、R p92与963R 、R p91并联，再与957R 串联，加到TL431控制端。

微调R p92可使65V 电压在60V ～70V 之间变动，以便使高行频显示模式有足够的行幅度。

在显示模式变换过程中，开关电源其他绕组输出电压不应有明显变化，否则，说明R p91、R p92设置不当。

双频显示器的开关电源，首先应在低行频工作模式下调整R p91，使行扫描供电为45V ；然后，转换到高行频时，调整R p92使行扫描供电为65V ，同时，在这两种模式下检测25V 输出应在25±1V 范围之内。

图3-5（b）原图图3-8（b）原图
图3-8（b）原图图3-9（b）原图
Fairchild Semiconductor公司推出的KA5H0365R/0380R系列芯片、Infineon Technologies（IT）公司推出的COOLMOSICE2A165/265/365系列芯片、Power Integrations（PI）公司推出的TOP221~7系列芯片等，都是把功率开关与控制电路包括反馈电路集成于同一芯片上。

用这类芯片用做开关电源无需加散热器，在通用电网即可输出20～50W的功率，而且保护功能齐全，电路结构简单，有的芯片还能自动降低空载时的工作频率，从而降低待机状态的损耗，故在中小功率开关电源中有着广泛的应用前景。

现以离线反激式开关电源在DVD机中的应用为例，以Fairchild一个FPS（Fairchild Power Supply）的求解过程，探讨如何根据输入、输出的具体参量对开关电源的设计进行细化、分析、
计算，并讲述反激式开关电源设计的注意事项和特定电路的设计技巧。

7.2.1 技术指标
技术指标见表7-2所示。

表7-2 反激式开关电源技术指标
图7-14 反激式开关电源
7.2.2 确定输入参数
1．确定输入电容in C
选择收入滤波电容，in C 按表7-3。

表7-3 in C 范围
因为输出功率O P =19W ，由表7-3，取1.5μF/W ，则in C 的容量为
1.5μF/W ⨯19W=28.5μF
在标准电容系列中，与该参数最近的电容为33μF ，故确定in C 为33μF 。

2．计算最低DC 输入电压in U Im
in U Im =IN
C L O ac C t f P U ⨯⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛-⨯⨯⨯-⨯η21222min , （7-27） 式中，C t 是桥式整器导通时间，设C t =3ms ；in C 是输入电容；L f 交流电网频率；min ,ac U 电网波动最低电压。

代入有关数据，得
in U Im =6
32103385.010350211921762--⨯⨯⎪⎭⎫ ⎝⎛⨯-⨯⨯⨯-⨯≈229V 7.2.3 计算变压器初级电感1L
从变压器初级侧，电源输入功率可表示为
in in U I P Im 1⨯= （7-28）
式中，1I 是变压器初级电流平均值。

从变压器次级侧，电源输入功率可表示为
η/out in P P = （7-29）
因此，得
in
out in in U P U P I Im Im 1⨯==
η （7-30） 代入有关数据，得 229
85.019Im 1⨯=⨯=in out U P I η≈97.6mA 如图7-15所示为DCM 工作模式变压器初级绕组电流波形。

变压器初级电流平均值1I 可以这样理解：初级峰值电流P I 1与时间轴包围的三角形变形为“面积”相等的整个周期T 的矩形，则矩形的高就是电流平均值1I ，即
max 111212D I T t I I P ON P ⨯⨯=⨯⨯= （7-31）
11
图7-15 初级电流峰值与平均值的关系
把式（7-31）变形为，得
max
112D I I P ⨯=
（7-32） 代入数据，得 =P I 1=45
.06.972⨯≈434mA 当输入电压为最低电压in U Im 时，SMPS （Switch Mode Power Supply ）的开关频率S f =50kHz 。

由于
S
P in P in ON f I U D I U t L ⨯⨯=⨯=
1Im max 1Im 1 （7-32） 代入有关数据，得 311050434.017645.0⨯⨯⨯=
L ≈2mH 实际上，把上的计算流程整合后，如下面的公式：
max
Im 12D U P I in out P ⨯⨯⨯=η （7-33） S
out in S P in f P U D f I U D L ⨯⨯⨯⨯=⨯⨯=22Im 2max 1Im max 1η （7-34）。