Active clamp flyback 基本原理与设计介绍

Ｔ４－Ｔ５：在Ｔ４时刻，辅助开关管Ｓ２关断off ，有效的将箝位 电容从谐振贿赂中移除，新的谐振网络（Ｃｒ与Ｌｒ）开始谐振，在 Ｃｒ开始谐振（放电）的时刻，变压器原边的电压被箝位在ＮＶｏ． Ｔ５－Ｔ６：假设在Ｌｒ中存储的能量比Ｃｒ中存储的能量大，在这 个时刻，Ｃｒ将会被充分放电，以至需Ｓ１的体二极管开始续流，所 以此时谐振电感被箝制在 此后，在电流没有反向前开通Ｓ１ 就可以得到“ＺＶＳ”．
缺点及需改进点
此项技术其应用在此拓扑中也有明显的缺点：当电流进入连续模 式时候，次边整流二极管的反向恢复电流将导致原边的MOS管开通 时很大的电流尖峰，同时也造成损耗。次缺点尤其是在输出是高压 或者输出大电流的情况下特别明显。造成原边以及副边振荡，二极 管的反向恢复尖峰很高。所以我们应用尽量避免或者用RC电路来 吸收。或者采用其他的IC配合使用，如TM模式的IC或者Flybackforward 电路。针对此缺点，目前有许多的次边改进电路，我们目 前也有已经改进型的电路，目前ＤＣ－ＤＣ整机效率可高达９５ ％．
Active clamp flyback

对于目前在７５Ｗ－600Ｗ等级的电源来说，可能因为某种原因 而需要低成本，大家所常采用的拓扑可能还是反激，所以所面临 的必然问题就是损耗，输出功率越大，因为变压器漏感所造成的 损耗越大，反向ＳＰＩＫ也就越高，同时ＭＯＳＦＥＴ的应力越 高，关断及开通损耗也很高．散热条件要求也就高．
Q3
Q2 100p C2
Q4
10
Gnd
以下是实际项目的真实波形，有以下波形来看，明显改善硬开关条件 下的各项性能
MOS管关 断尖峰明 显消失
以上两图中黄色代表主MOS的VDS波形，紫色代表主 MOS驱动波形，绿色代表辅助管驱动波形
变压器原边电流波形
变压器次边电流波形
紫色代表变压器原边电流波形，绿色代表MOS开通过程中输 入的电流波形

active clamp flyback 基本拓扑
具体工作状态分析

整个分析过程是基于以下假想条件


理想的开关元器件 励磁电流是非零且正向（如以上例图所示）。 Ｌｒ（包含变压器内部所有漏感和外加电感）比变压器励磁电感Ｌｍ小的 多，（一般取Ｌｍ的５％到１０％） Ｌｒ中存储有足够的能量能够彻底的泄放Ｃｒ，是Ｓ１的体二极管导通。 满足
HV+ C5 TX2 1u C3 10 R4 D2 TX1 10k R7 Vcc D4 D1 Q6 Q7 D3
D5
C7
C8 1u C1
Q1
1.2k R2
1.5k R1 UC3842 U1 R5 C6 Ref Vp v Osc Vout Vf b Comp Sense Gnd 100p C4
Q8R3 Q5ຫໍສະໝຸດ Active-clamp（有源箝位正激＼反激＼正－反激）
5u L2 100n C19 P1 TX1 S1 100n C1
5u L1
TX2 P1 S1
D18 Q1 D2 Q3
D1
S2
Quasi –resonant(准谐振）
Q8 R61
Q2
R1
ＱＲ模式的优＼缺点
相比传统的方式其在ＭＯＳＦＥＴ在下次开通的时候，ＶＤ Ｓ电压在低谷点．在某个电压范围，甚至可以做到真正意义的Ｚ ＶＳ，当超过这个区域的时候必定有个ＶＤＣ．但相比传统的方 式已经可以降低较多损耗． 由于ＱＲ模式的这种控制技术本身决定了频率会变化，所以在 某种程度上改变了过去固定频率的一些缺点，ＥＭＩ会有些改进 就是得益于频率变化，干扰能量的频率分散化，同时因为在某种 程度是软开关化，所以di/dt＼dv/dt就没有以前那么大． 应用这种模式其不好之处有以下方面：因为ＭＯＳＦＥＴ下次 开通的条件是次边电流回归零以后，即整个模式在处于ＤＣＭ或 者ＴＭ，所以电流的峰值较ＣＣＭ模式的大许多，同时带来的隐 患是负载越大，频率越低．所以变压器的设计以及半导体的选择 将比固定频率的要求高出许多． 所以这种方案一般只能够应用在较小功率场合．
THE END
MOS 管 关 断 时 尖 峰 很 高 并 且 维 持 时 间 很 长， 能量损耗严重
关于active clamp flyback 拓扑思考

如果采用active clamp flyback 拓扑 ，利用箝位电路来实现变压 器漏感能量的转换以及实现MOSFET的软关断及零电压开通。与常规 反激变换电路相比，第一、有源箝位反激变换电路具有以下未增加 额外的损耗（RCD线路相比），反而因为可以再次利用漏感能量。 第二、对于主功率管和辅助开关管有明显优点：他有效减低主开关 管在关断时的过高电压应力，同时并提供了零电压开关环境；第三、 在一定程度上降低了输出整流二极管的di/dt；第四、谐振期间能 够对变压器磁芯进行有效复位（有反向的复位电流），增加了磁芯 的利用率；第五、针对以上优点，开关频率可以增高，有效减小磁 性元件体积，增加电源的功率密度以及降低热量损耗，提高整体效 率． 虽然效率在现有软开关技术中不是最高，但相对来讲可以提高6%左 右，价钱相对来说便宜可行，其控制电路在不改变原用IC（UC3842） 的情况下，自己用简单的外加线路即可以得到辅助箝位管信号。现 实方法简单。当然也可以使用专用的ＩＣ。
有源箝位基本原理与設計介紹
李伦全
Summary

现有開關電源中的相關部分設計 有源箝位基本原理介紹
在确定的条件下选择恰当的拓扑去满足确定的要求 －－这是每个工程师的设计基本原则
反激式电源基本结构
反激式电源基本结构
Spike 产生原因分析
A、变压器等效分析
Ｂ、ＭOSFET对应波形
现行常见改善方案

Ｔ２－Ｔ３：在Ｔ２时刻，Ｃｒ充电至 ，使Ｓ２的反 并二极管可以导通，因为Ｃclamp足够大，所以它可以将Ｌｒ与Ｌｍ 的电压箝制在一个电压值 ，同时因为Ｃclamp足够大，所以 我们可以看作绝大部分电流都经过二极管进入了Ｃclamp， 因此， Ｔ３－Ｔ４：在Ｔ３时刻，原边电压已经达到可以使副边的电压让二 极管Ｄ１正偏，变压器原边的电压也被箝制在NVo，Ｌｒ与Ｃclamp 进入谐振，为了使Ｓ２获得ＺＶＳ，所以必须在此谐振电流反向前开 通．一般情况，我们在延长Ｔｄ后（此时只要能够确保二极管已经开 通即可）就可以开通Ｓ２．在此正向谐振过程中，变压器中存储的部 分能量以及漏感的全部能量转移到Ｃclamp，同时，在反向谐振的时 候，存储在Ｃclamp中的能量被释放出来．


最后一个假设是基于Ｌr和Ｃclamp的半个谐振周期比Ｓ１的最大Ｔoff 长 Ｔ０－Ｔ１：在Ｔ０时刻，Ｓ１工作（ｏｎ），辅助开关管（Ｓ２） 是关断的，输出二极管Ｄ１与Ｓ２的反并二极管一样都被反向偏置， 主励磁电感以及谐振电感被线性充电，就如正常的反激变压器电感模 式一样．（在开始的时候，变压器原边应该有一个有负向转为正向的 过程） Ｔ１－Ｔ２：在Ｔ１时刻，Ｓ１断开（ off ），Ｓ１的节电容或者外 加电容将被励磁电流充电，此电流等于谐振电感的电流，（此时实际 上也是谐振模式，只是因为Ｃｒ很小，所以此段时间很断，所以可以 看作是线性充电）
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