第四章 振幅调制、解调与混频4

2 2 Vm Vm 2 Ri 2 RD
即 Ri RD，其值小于大信号检波时的数值。
由于小信号检波存在上述缺点，在接收机中，总是 先将输入信号放大到足够的强度后再进行检波，以保证 工作在大信号检波状态。 在有效值电压表等测量仪器中，利用小信号检波的 平方律特性，可以方便地测出被测信号的有效值电压。 在这类仪器中，小信号检波获得广泛应用。 五、二极管包络检波电路中的失真 为保证检波器不失真，检波器输入调幅电压 vS 须 足够大，使检波器始终工作在大信号检波状态。
(4) 负载效应的抑制：减小负载 效应，须增大 Ri，即增大 RL。但增 大RL，受检波器非线性失真(下面介 绍)的限制。有效方法是采用三极管 射极包络检波电路。
原理：利用发射结产生与二极管包络检波器相似的 工作过程，不同的仅是输入电阻比二极管检波器增大了 (1+)倍。该检波电路在集成电路中应用广泛。
三、并联型二极管包络检波电路 1．电路 C—负载电容，兼作中频放 大器和检波器之间的隔直电容， RL—负载电阻，与二极管 并接，故称之为并联型电路。
2．原理 （与串联型相同） 当 D 导通时，vS 通过 D 向 C 充电，充电常数为 RDC； 当 D 截止时，C 通过 RL 放电，放电常数为 RLC。 动态平衡后： (1) C 上产生与串联型电路相类似的锯齿状波动电压 vC，该电压的平均值为 vAV。
两混频器的输出滤波器很容易取出所需分量，滤 除无用分量。 在某些单边带发射机中，为了使接收机便于产生 同步信号，还发射低功率的载波信号，称为导频信号， 这个信号直接由100 kHz的振荡信号通过载波抑制器衰 减(10～30) dB后叠加在单边带调制信号上。
4.4.2 二极管包络检波电路
对于普通调幅信号，其载波分量未被抑制掉，可以 直接利用非线性器件实现相乘作用，得到所需的解调电 压，而不必另加同步信号，通常将这种振幅检波器称为 包络检波器。 二极管包络检波器(Envelope Detector)——目前应 用最广的检波电路(在集成电路中，主要采用三极管射 极包络检波电路)。 一、工作原理 1.电路
其中，所需的平均分量 IAV由二次方项产生，其值 为a2Vm2/2，相应的输出平均电压 VAV也与 Vm 的平方成 正比，故称之为平方律检波。
③ 讨论——缺点 平方律检波，输出平均电压 VAV与 Vm 的平方成正 比，故不能正确反映输入调幅波的包络变化而产生非线 性失真。
检波器获得到高频功率大部分消耗在 RD 上，因而 可近似认为
4.4 振幅调制与解调电路
4.4.1 振幅调制电路
地位：无线电发射机的重要组成部分
。
分类（按功率高低）：高电平调制电路，低电平 调制电路两大类。 功能： (1) 高电平调制电路：置于发射机的末端，要求产 生功率足够大的已调信号。 (2) 低电平调制电路：置于发射机的前端，产生 小功率的已调信号，而后通过多级线性功率放大器放 大到所需的发射功率。
二、低电平调制电路——单边带发射机 1.用途：主要用来实现双边带和单边带调制 2.要求：调制线性好，载波抑制能力强，功率和 效率的要求是次要的。 载波抑制能力的强弱可用载漏（输出泄漏的载波分 量低于边带分量的分贝数）表示，分贝数越大，载漏就 越小。 3.种类：前面介绍的各种乘法器均可构成性能优良 的平衡调制器，例1596、AD630 平衡调制器等。 实用的低电平调制电路这里不再作讨论。下面仅 讨论——
1．惰性失真 (1) 产生原因
增大 RL 和 C 值，可提高检波电压传输系数和高频 滤波能力。但过大，二极管截止期间 C 通过 RL的放电 速度过慢，跟不上输入调幅波包络的下降速度，输出电 平就会产生惰性失真。如图所示。
(2) 避免产生惰性失真的条件 为了避免产生惰性失真，必须在任何一个高频周期 内，C 通过 RL 的放电速度大于等于包络的下降速度， 即
(2) 小信号检波
① 条件：vS 振幅 Vm 足够小(几～十几mV)，此时， 二极管应设有很小的偏置电流。 ② 分析：二极管伏安特性采用幂级数逼近，即
2 i = a0 + a1vD + a2 v D +….
这时，二极管在整个高频周期内导通，检波器从信 号源获得到高频功率大部分消耗在 RD 上，加到二极管 上的电压 vD vS(t) = Vmcosct，将它带入 i 的展开式：
② 载频减小为 50 kHz，上、下边频间隔仍为0.2 kHz，则两边频的相对间隔为(0.2/50.1) × 100% = 0.4%。
相对间隔越大，滤波器就越容易实现。故单边带发 射机在低载波频率上产生单边带信号，而后用混频器将 载波频率提升到所需的载波频率上。 (2) 组成
本振频率(kHz) 边带最小频率间隔 相对频率间隔 (kHz) 0.2 0.2% 平衡调制器 100(载波) 2000 第一混频器 200.2 9.4% 第二混频器 26000 4200.2 14.9%
类似二极管整流电路，由二极管 D 和低通滤波器 RLC 相串接而构成。 2.原理 输入调幅信号电压 vS(t)=Vmc(1+Macos t)cosct， 若其值足够大，可设二极管伏安特性用在原点转折的两 1 段折线逼近），且 RL ，则
ΩC
二极管导通时，vS 向 C 充电 (充电时间常数为 RDC)； 截止时 C 向 RL 放电(放 电常数为 RLC)；
v O t
- VO1
t t1
1 e RL C
-
t - t1 RL C t t1
Vm0 (1 M a cos Ωt 1 ) RL C
于是，(4-4-6)式可表示为
Vm A t
t t1
v O / t
t t1
M a cos Ωt 1 1 ΩCR L 1 M a cos Ωt 1
4.采用滤波法的单边带发射机
(1) 原理 采用滤波法的技术难度与载波频率的高低密切相关。 假设调制信号的最低频率为100 Hz， 例如， ① 载波频率为2000 kHz，则双边带调制信号的两 个边频分别为 2000.1 kHz和1999.1 kHz，两边频的间隔 为0.2 kHz。当取上边频，两边频的相对间隔为 (0.2/2000.1)×100% = 0.01%；
1 为提高检波性能，RLC 的取值应足够大，满足 RL cC
2．负载效应 检波器作为中频放大器的 输出负载，可以用检波输入电 阻 Ri 来表示这种负载效应。 (1) Ri 定义：输入高频电 压振幅对二极管电流 i 中基波 分量振幅的比值。 (2) Ri 的求法：可近似从能量守恒原理求得。 设输入高频等幅电压 vS(t) = Vm cosct，相应的输出 为直流电压 VAV，则检波器从输入信号源获得的高频功 2 率为 Pi = Vm / 2Ri ，经过二极管的变换作用，一部分转
且其值与输入调幅信号包络 Vm0(1 + Macost) 成正比：
VAV = dVm0，Vm=dMaVm0
d ：检波电压传输系数(检波系数)，恒小于1。
3.讨论 (1) D的作用 原理上，D起着受载波电压控制的开关作用 实际上，受 RLC 电压反作用，D 仅在载波一个周 期中接近正峰值的一段时间(vS ＞ vC)内导通(开关闭合)， 而在大部分时间内截止(开关断开)。导通与截止时间与 RLC 大小有关。 例： RLC ↑→C向RL的放电速度↓→C的泄放电荷量 ↓→D 导通时间↓→锯齿波动↓→vAV 增大。
和 RL>> RD 的条件。这时，根据上述讨论可以认为， vAV 近似等于输入高频电压振幅，即检波电压传输系数 d 趋于 1，而叠加在 vAV 上的残余高频(输出纹波)电压 趋于 0。 二、输入电阻 1．等效电路 检波器前有中频放大器，等 效电路如图。
iS 和 L1C1R1 — 中频放大器 折算到检波器输入端的等效电流 源和输出谐振回路(调谐在 c)。
v O t
t t1
Vm t
(4-4-6)
t t1
当 Vm= Vm0(1+Macos t) 时，包络在 t = t1 时刻的下 降速度为
Vm t
= - MaVm0cos t1
t t1
而 C 自 t1 时刻开始的放电规律为
vO VO1e
-
t - t1 RL C
式中，VO1 表示检波器在 t1 时刻的输出电压。当 d 1 时，VO1 Vm0(1+Macos t1) ，因此，C 通过 RL 的放电 速度为
2 VAV ，其余部分全部消 换为有用的输出平均功率 PL RL 耗在二极管正向导通电阻 RD 上。由于 D 的导通时间很
短，i 在 RD 上消耗的功率可以忽略，因而可近似认为 PL Pi，而 VAV Vm，由此可得 R 1 R i L 2 结论：上式表明，二极管包络检波器的输入电阻 Ri 与输出负载电阻 RL 直接相关。 (3) Ri 的作用：使中频谐振回路的谐振电阻由 R1 减小到(R1 // Ri)，因此， iS 在谐振回路产生的高频电压 振幅由未接检波时的 m 下降到接检波后的 Vm。显然 V V Ri 越小，Vm 也就越小于m 。
1 当 VAV Vm 时， Ri RL 3
输入电阻比串联型电路小。
四、大信号检波和小信号检波 (1) 大信号检波 ① 条件：以上讨论，二极管伏安特性用原点转折 的两段折线逼近。即输入电压足够大，二极管工作在导 通区和截止区时。故二极管包络检波的这种工作状态称 为大信号检波。 ② 实际电路：均外加正向偏置电压(或电流)，克 服 VD(on) 的影响。在这种情况下，工程上，可认为输入 高频电压振幅大于500 mV以上就能保证二极管检波器 工作在大信号检波状态。
充放电达到动态平衡后，输 出电压便将稳定在平均值 vAV 上下 按角频率 c 作锯齿状波动，如图 (a)所示。 相应地流过二极管的电流 i 为高度按输入调幅信号包络变化 的窄脉冲序列，如图(b)所示。 vAV = (iAVRL)由直流电压 VAV 叠加音频电压 v=Vmcos t 组成， 即 vAV = VAV + Vmcos t