新24脉波二极管整流器系统实用程序界面

新24脉波二极管整流器系统实用程序界面摘要本文提出了两个新的无源24脉波的二极管整流器系统实用程序界面应用于PWM交流电机驱动器，第一种方法采用一个扩展三角形变压器装置，它导致串联的漏感与每个二极管整流桥漏感接近，这促进了相同的电流共用和性能改进。

一个特定抽头相间电抗器随后与另外两个二极管引入但从输入当前点延伸，从传统的12脉动运行至24脉动运行。

所提出的系统用于第5，7，11，13，17和19实用线路电流消除谐波时表现出清洁电力的特性。

第二个方案是采用降低自耦变压器千伏安的方法获得24脉动运行，第二方案的多相变压额定容量是0.18P0（PU）。

从详细的分析和仿真验证所提出概念并设置208V，10kV A整流系统，研究实验结果。

1简介提出的许多方法都被用来降低由二极管整流型实用接口产生的谐波电力电子系统。

[2-6]一种方法是使用常规的12脉冲变流器，需要通过AY连接的两个六脉冲转换器和AA隔离变压器（图1）。

需要一个相间电抗器，以确保在两个三相二极管桥式整流器的独立操作。

常规的12脉冲变流器的结果中不存在的第五和第七谐波在输入电线路电流的运作。

但是，输入线电流的的THD仍然很高，并不符合清洁电力的条件。

在本文中，通过进一步增加脉冲数和取消一些低次谐波，引入一个特殊抽头相间电抗器通过连接两个附加二极管如图2（图解1）。

对相间电抗器的抽头选择使得应用24脉冲的特征消除第5，7，11，13，17和19次谐波输入线电流的出现。

因此，该方法在硬件略有复杂的输入电流点扩展了传统的12脉动运行至24脉动运行。

此外，引入采用一个自耦变压器构成的减压千伏安24脉冲系统，如图6所示。

（图解2）。

多相变压第二方案的额定容量为0.18P0（PU），这大大降低了成本，重量和体积。

方案I和I1都展示出了清洁电力的特性，这也被认为是一个重要的贡献。

详细分析讨论抽头相间电抗器的设计和所产生的24脉冲整流二极管系统，所提出的系统模拟了SABER以及实验室进行的208V，l0kV A的实验结果。

图1 现有12脉冲系统。

2 拟定24脉冲实验方法（图解1）图2示出了所提出的24脉冲系统，它除了经修饰的变压器结构和两个二极管连接到专门抽头相间电抗器外，与现有的12脉冲系统相同。

将输入变压器的次级绕组配置在扩展三角形并与30度移相的二极管整流器平衡产生成组的三相电压。

扩展三角形结构提供了一系列与整流I和II相同的泄漏电抗。

对变压器绕组安排更多细节在第1I.B.讨论。

图2 建立的24脉冲系统（方案-I）A.抽头-相间电抗器的操作抽头相间电抗器在参考文献[2]中已经有相关研究，SCR转换器连同多个抽头复杂击发的方式。

在本文中，通过使用只有两个抽头和两个额外的二极管，常规的12-脉冲操作可扩展到与第5，7，11，13，17和19的24- 脉冲运行，谐波在输入线电流消除。

由此产生的系统具有较高的性能，清洁的动力特性。

图3展示出了两个二极管抽头上的相间电抗器的绕组的实际配置和相间电抗器，根据操作以两种模式：P模式（图3a）和Q模式（图3b）。

（a ）P-模式操作（b ）Q-模式操作图3 相间反应器与两个抽头二极管（a ）P 模式（b ）Q-模式操作图7（a ）示出横跨相间电抗器的电压波形。

每当跨越相间电抗器上的电压 变正（V ，> 0），二极管D ，正向偏置并导通，D 是反向偏置并处于关闭状态0模式，因此二极管D 电流是负载电流I0。

相间电抗器作用于P-模式该MMF 关系是：21(0.5)(0.5)o o t o o t I N N I N N -=+ (1)12o o o I I I += (2)其中o N 是相间反应器的匝数总数，NT 是中点和相间电抗器的抽头点之间的匝数，（见图3（a ）。

1(0.5)o o I k I =- (3)2(0.5)o o I k I =+ (4)其中t oN k N =和0k =代表着传统的中心抽头相间电抗器和12脉波操作。

当横跨相间电抗器，m V 电压为负二极管q D 正向偏置并导通，p D 反向偏置处于关闭状态，因此二极管q D 进行负载电流o I （Q-模式）。

同样，对于Q 模式中两二极管桥式整流器的输出电流也在变化 ：1(0.5)o o I k I =+ (5)2(0.5)o o I k I =- (6)因此，取决于电压m V 的极性，整流器输出电流1o I 和2o I 的幅度将被调制，如图7（b ）所示，而这将改变整流器输入电流的形状，如图7（c ）所示。

最后，该整流器系统表现出24-脉冲特性，如图7（d ）所示。

接下来的部分描述了对输入电流的分析和选择k 所需的24脉冲操作细节。

B.扩展三角形变压器装置图4 扩展三角形变压器矢量图图2显示了该方案一，对于流程I 作为一个24脉冲系统的成功运行，这两个二极管整流桥应该是平衡的，整流输出电流人工晶体和2o I 在幅度相差无几。

为了达到这个目的，输入变压器的漏在次级绕组的电抗应几乎相等。

在图1所示常规12-脉冲变压器AY ，加上不平等的次级匝数，这有助于不平等泄漏电抗两个二极管桥式整流器。

为了克服这些限制，在方案1.中展示了扩展三角形变压器。

图3所示扩展三角形变压器对整流器1和整流器2的向量图安排如图4所示。

两组三相电压之间所需的相移角是30度，这个操作用来获得12个脉冲。

在图中所示的扩展的三角形排列，图4和5给出在次级绕组相等的匝数，因此邻近于变压器次级与每一行的泄漏电抗相等。

反过来，这保证两整流桥等于负载，使得1o I 和2o I 相等，假定行的数量级的次级绕组，例如中性的电压为的Val 是1（PU ），所述延伸长度KL 能够从几何关系由下式得到：1sin150sin151k = （7） 且10.5176()k PU = （8）然后，用于辅助三角形的2k 绕组的长度由下式确定210.8966()k PU = （9）图5绕组扩展三角洲配置变压器上的三枝核心图5示出的三个肢芯绕组结构，从三肢核心肢A ，该MMF 方程变为11122112213()()3a a a c a b I k I I k I I I I =++-+- （10） 同样，对于磁芯芯翼B 和C ，该MMF 方程变为，21122112231122112213()()313()()3b b b a bc c c c b c a I k I I k I I I I I k I I k I I I I =++-+-=++-+- （11） 然后，从（10）和（11），输入线电流I ，可以由下式获得：1211122(())3a a c a c a c I k I I I I I I =-+-+- （12） C.扩展三角形变压器千伏安评级设计实例在本节中详述扩展三角形变压器在建议使用方法，设计和千伏安评级计算。

假定输出功率Po= 10千伏安和输入线到线电压有效值V LL =208V ，输出电压V 0中，所提出的整流器系统为：1.35280.8o LL V V V == （13）输出电流I 变为：35.6o o oP I A V == （14） 假设输出电流I ，具有可忽略的波动，每个绕组的电压和电流的均方根值可以由表-1中列出的方法获取。

表I. 绕组扩展三角形变压器的电压和电流那么扩展三角形变压器的总千伏安变为：111211136620.94()3tot ab a c k a k kVA I V I I V I V kVA =⋅+⋅⋅-⋅+⋅= （15） 因此扩展三角形相当于变压器的额定容量110.47()2eq tot kVA kVA kVA == （16） 这说明了所需的变压器千伏安对于所提出的方案与现有的10.35千伏安三角形星形千伏安变压器是大致相同的[9]D.该方法输入相的电流本节中的输入线电流进行分析，选择电抗器轻敲比率k ，使得所提出的方案从输入电流点24脉冲系统进行来看与所述相间。

从整流器输入电流I o1由图7（b ）可以看出，该波形具有半波和四分之一波对称性。

因此，傅立叶级数整流器输入的电流I 01，在图7（c ）可以由为k 的函数表示。

1,()()sin()a n n odd non triplen I t b k n t ω∞=-=∑ （17）因为每个输入电流的波形除了相同120度相位差，1,()()sin((120))c n n odd non triplen I t b k n t ω∞=-=+∑（18） 2,()()sin((30))a n n odd non triplen I t b k n t ω∞=-=-∑（19） 2,()()sin((90))c n n odd non triplen I t b k n t ω∞=-=+∑（20） 因此，从（12）和（17）-（20）中，输入线电流()a I t 变为,()()sin(())a n n n odd non triplen I t g k n t ωφ∞=-=+∑ （21） 其中()n b k ，n g 和n φ由下式给出;1245(){(0.5)(cos cos )2(cos cos )}121263tan cos()()63n n n n n n n b k k k n g πππππφ-=--+-==（22）图6 设定的24脉冲系统（方案-I1）（a ）电路图（b ）壳式零序互感器阻塞（ZSBT ）（b ）由式（22），带入n g =0以及n=5，7，17，19，29，31等 （i.e. n =6m+ 1,m = 1,3,5,etc ）k 的值带入()n b k ）= 0和n=11，13，得到：0.2457t oN k N == （23） 因此，在（23）到（22）结果在消除第5，7，11，13，17和19次谐波的输入线电流I ，产生替代k 值24脉冲，从输入电流的角度来看的特性。

III 拟议的24脉冲方法（方案 - I I ）图6（a ）示出所提出的减小千伏安24脉冲系统方法，这种方法使用的多相自耦变压器提供30度相移电压整流桥I 和II 。

由实际的磁耦合传送的千伏安是总千伏安的仅一部分，并且显示出是0.18P （PU ）[11]。

与相比方案I 相比，导致移相变压器的尺寸减少82％。

当确保两个二极管电桥的独立操作整流器输入自耦变压器，零序阻止变压器（ZSBT ）是必备的[9]，如图6（b ）所示。

所述ZSBT 表现出高阻抗，以零序电流，并提供120度通电每个整流二极管。

ZSBT 的设计是简单，其额定容量为3％左右的总输出功率[9]。

现在，在本节中描述的通过使用的专门抽头相间电抗器11 A ，如该图中提出的方案-I1，图6还显示出24脉冲特点。