一个 200W 开关电源的功率级设计总结
200W正弦波逆变电源的设计方法
200W正弦波逆变电源的设计方法设计一个200W正弦波逆变电源，我们需要考虑以下几个关键方面：输入电路设计、逆变电路设计、输出滤波电路设计和保护电路设计。
1.输入电路设计：输入电路的主要功能是将交流电源转换为恒定的直流电源，并对其进行滤波，以确保逆变电路的稳定性。
输入电路一般包括变压器、整流电路和滤波电路。
-变压器的选择：选择输入电压和输出功率相匹配的变压器。
计算变压器的边缘电流，以确定适当的变压器尺寸和线圈。
-整流电路设计：选择合适的整流器（如整流桥）将交流电源转换为直流电源。
-滤波电路设计：使用合适的电容器和电感器来滤除直流电源中的脉动。
计算所需电容和电感的值，并合理布局。
2.逆变电路设计：逆变电路的主要功能是将直流电源转换为纯正弦波的交流电源。
逆变电路一般采用全桥逆变器。
-全桥逆变器的选择：选择合适的IGBT或MOSFET作为开关器件，并确定其额定电压和电流。
选择合适的驱动电路来控制开关器件的开关。
-锁相环（PLL）控制方法：使用PLL控制方法来保持逆变器输出频率与输入频率同步。
选择合适的PLL控制电路，并根据需要调整参数。
3.输出滤波电路设计：输出滤波电路的主要功能是滤除逆变电路输出中的谐波和高频噪声，以获得干净的正弦波输出。
输出滤波电路一般包括LC滤波器。
-选择合适的电感和电容：根据需要计算出适当的电感和电容的值，以滤除所需谐波频率。
-合理布局：合理布局电感和电容，以减小干扰和交叉耦合。
4.保护电路设计：保护电路的主要功能是确保逆变器和输出负载的安全运行。
保护电路一般包括过电流保护、过温保护和短路保护等。
-过电流保护：使用电流传感器监测逆变器输出电流，并在超过额定值时触发保护装置。
-过温保护：使用温度传感器监测逆变器和输出负载的温度，并在超过设定温度时触发保护装置。
-短路保护：使用电流传感器监测输出负载的电流，并在短路发生时迅速切断逆变器输出。
除了上述关键方面的设计，还需要注意以下几个方面：-整个设计过程中需要进行稳定性分析，并采取合适的控制措施来保证系统的稳定工作。
200w开关稳压电源设计原理
200w开关稳压电源设计原理
200瓦开关稳压电源是一种常见的电源设计，它可以将输入电压转换为稳定的输出电压，适用于各种电子设备和电路。
下面我将从多个角度来解释这种电源的设计原理。
首先，开关稳压电源的设计原理涉及到几个关键部分，输入滤波电路、整流电路、滤波电容、开关变换电路、控制电路和输出稳压电路。
输入滤波电路用于滤除输入电源中的高频噪声和干扰，通常采用电感和电容组成的滤波网络来实现。
整流电路将交流输入电压转换为脉冲电压，常见的整流电路有单相桥式整流电路或全波整流电路。
接下来是开关变换电路，它使用开关管（如MOSFET）来控制输入电压的开关，通过周期性地切换开关管的导通和关断状态，将输入电压转换为脉冲电压。
这种脉冲电压经过滤波电容后得到平稳的直流电压。
控制电路则用来控制开关管的导通和关断，以保持输出电压的
稳定。
常见的控制方式包括脉宽调制（PWM）和脉冲频率调制（PFM），通过调节开关管的导通时间和频率来实现输出电压的稳定
控制。
最后是输出稳压电路，它通常由稳压管、反馈电路和输出滤波
电路组成，用于提供稳定的输出电压并滤除残余的高频噪声。
稳压
管通过反馈电路监测输出电压并调节开关管的工作状态，以保持输
出电压的稳定。
总的来说，开关稳压电源的设计原理涉及到输入滤波、整流、
开关变换、控制和输出稳压等多个环节，通过这些环节的协同工作，可以实现将输入电压转换为稳定的输出电压。
这种设计原理在实际
应用中被广泛采用，能够为各种电子设备提供稳定可靠的电源供应。
一个新的200kHz200W环保型开关电源
一个新的200kHz-200W环保型开关电源一个新的200kHz/200W环保型开关电源1引言当今，对额定功率200W以上的高频实用型开关电源在进行环保性能评估方面都或多或少地存在一些麻烦。
它们要么EMI噪声较大，要么输入电流谐波超标或者在一定的功率封装密度下温度特性不好，可靠性差等等。
要解决这些问题，一个途径是找寻新的性能更先进的变换器拓扑，另一途径就是选择新工艺，新器件以尽可能满足环保性能评估的要求。
近年来国外某些知名半导体公司花了不少力气进行器件技术的改造并研发出一系列有针对性的性能优越的新器件。
例如前身为Siemens的Infineon公司近年陆续地推出专用于解决高频开关电源上述问题的一揽子器件。
它们包括耐高压600V，低导通电阻（Rdson）的CoolMOS管（高频运用时温升极低，适用作Boost开关），大电流低耐压且小Rdson 的OptiMOS管（特适用于Buck变换器），PFC PWM双合一ICTDA16888（可节省空间和元件），耐高压（600V）SiC肖特基二极管（特适用于作Boost二极管）等等。
这些器件都有专门特性，如果在开关电源设计中使用得当，就会事半功倍地解决问题，而且成本也得到控制。
作为范例，本文拟向读者介绍利用上述器件综合制成的一个工作频率为200kHz，功率为200W的符合环保要求的实用型开关电源。
它采用第二代的CoolMOSC2作为PFC和PWM的功率开关，采用SiC肖特基二极管作为PFC二极管，OptiMOS作为同步整流开关，PFC和PWM的控制由同一块ICTDA16888实现。
该电源具有宽的输入电压范围(90V～275V)，80％以上的AC/DC变换效率。
输出电压有两组:＋5V/20A和＋12V/8.3A，带有输出过载保护和输出短路保护。
所有功率器件均无须加散热片，也不要求接最小的输出负载。
2电路方块图图1示出整体电源的工作框图。
它是由PFC和PWM两部分组成。
一个 200W 开关电源的功率级设计
一个 200W 开关电源的功率级设计总结Michael Weirich 实验室经理飞兆半导体（德国）公司摘要本文讲述了一个基於FAN4800 连续PFC 前端的双管正激电源的功率级设计。
回顾了这种电源的设计选择。
讨论的实际课题包括功率器件选型，电磁设计，布局和电磁干扰 (EMI)，目的在於帮助工程师加速并改善其设计。
1. 导言新的功率在200W-500W 的交流电源设计，越来越需要功率因素校正（PFC），以在减少电源线上的能源浪费，并增加最多来自电源插座的功率。
这篇文章描述了一个用於液晶电视的200W 电源的设计与构造，所以提到了很多注意事项，以达到高效率，待机功率低於1W，外形小巧尤其是高度为25mm ，无风扇的简单冷却，低成本。
这些特徵对於将要应用的场合是不可或缺的。
2. 电路描述和设计设计指标如下∶·交流输入电压∶85－265VRMS·功率因素∶> 0.95·总输出功率∶200W·三个直流输出∶5V/0.3A12V/5A24V/6A电源分为两个单元。
第一电源集成一个功率因素校正电路，内置在FAN4800 PFC/PWM（脉宽调制）二合一控制器周围，产生一个24V/6A 和12V/5A 的输出。
这个器件包含一个平均电流模式PFC 控制器和一个能够在电压和电流模式下工作的PWM控制器。
在描述的这项应用中，PWM工作在电流模式，控制一个双管正激变换器。
这种变换器能产生一个稳压的24V 输出。
12V输出则由一个采用MC34063A PWM控制器的Buck 变换器产生。
这个附加模块改善了12V输出校正，减少交叉调节问题，这对於多重输出正激变换器总是一个问题，当负载大范围变化时。
附加变换器成本不是很高，如果与一个双管输出变换器的更复杂、更大的耦合电感相比。
第二电源是一个基於飞兆半导体功率开关（FPS）的Flyback 变换器，它给FAN4800提供电源和5V 输出。
200W正弦波逆变电源的设计方法
200W正弦波逆变电源的设计方法
正弦波逆变电源是一种能够将直流电转化为交流电的电源。
其输出电压为正弦波形，输出电流能够满足要求，且具有较高的转换效率，被广泛应用于各种场合。
本文将从电路设计方法的角度，介绍200W正弦波逆变电源的设计方法。
首先，我们需要确定电源的参数：额定输出功率、输入电压范围、频率、输出电压稳定度等。
针对本设计，选取额定输出功率为200W，输入电压范围为DC12V-DC24V，输出频率为
50Hz/60Hz，输出电压稳定度在±5%左右。
其次，电路设计需要选用合适的元器件。
在正弦波逆变电源中，关键的元器件为开关管、大电容以及变压器等。
为了保证电源的工作效率和性能稳定度，需要选用质量好、稳定性高的元器件。
其三，我们需要对电路进行硬件连接。
正弦波逆变电源的电路结构相对较为复杂，需要合理布局电路板、优化电路元器件的排列顺序以及减小电路板的噪声纹波。
其四，进行电路测试。
在电路测试中，需要依次检验电路中关键元器件的参数，确认电路工作在最佳负载点，防止元器件的过度切换，导致电源工作不稳定。
在实际的电路设计中，由于外部环境和工作负载的不同，会导致电路的工作出现差异。
因此，在设计正弦波逆变电源时，需要制定合适的测试流程，并且在不断的优化和修正中，逐步完
善电源的性能和功能。
总的来说，正弦波逆变电源的设计方法需要有扎实的电路知识和对元器件的深入理解。
在设计过程中，需要不断改进电路设计，不断完善电路性能，以满足实际工作环境和负载的需求。
200瓦UPS的设计
200瓦 UPS的设计摘要：本设计是基于开关电源的200瓦小功率UPS，采用开关电源的直流供电方式，通过这种方式可以免除谐波干扰，提高功率因数，增加数据处理和传输的安全性与可靠性。
再通过开关电源逆变器实现对用户设备交流供电，设备中增设的各种保护机制，确保UPS能安全可靠的对设备供电。
关键词：UPS；功率因数校正；半桥电路；推挽逆变电路Design of 200 watt UPSWANG Kangjun（College of Electrical and Information Engineering,Quzhou University,Quzhou Zhejiang,324000）Abstract: This design is based on 200 watts of small power switching power supply UPS, using the dc power supply mode of switching power supply, through this way can avoid harmonic interference, improve the power factor, increase the safety and reliability of data processing and transmission. Then, the switching power inverter is used to realize the ac power supply of the user's equipment. Various protection mechanisms have been added to the equipment to ensure that UPS can supply power to the equipment safely and reliably.Keywords: UPS; Power factor correction; half bridge circult; Push-pull inverter circuit1.系统工作原理本设计是基于开关电源的200瓦的小功率UPS，由开关电路拓扑构成UPS的所有电路，UPS的电路由前级供电电路，后级逆变电路，功率因数校正电路三大部分构成。
200W开关电源设计PFC双管正激
学位论文200W开关电源设计——基于双管正激变换器摘要开关电源是一种由占空比控制的开关电路构成的电能变换装置，用于交流－直流或直流—直流电能变换，通常称其为开关电源。
其功率从零点几瓦到数十千瓦，广泛用于生活、生产、科研、军事等各个领域。
开关电源的核心为电力电子开关电路，根据负载对电源提出的输出稳压或稳流特性的要求，利用反馈控制电路，采用占空比控制方法，对开关电路进行控制。
本设计的交流输入电压范围是85V～265V，输出电压24V，输出功率200W。
该设计能够同时实现输入欠压保护、输出过压保护、功率因数校正等功能。
本设计主要采用单片开关电源芯片L6562D，NCP1015和NCP1217，线性光耦合器PC817A及可调式精密并联稳压器TL431等专用芯片以及其它的分立元件相配合，使设计出的开关电源具有稳压输出功能。
主要用到的开关电源电路拓扑有BUCK电路，BOOST电路和正激电路。
关键词：开关电源，功率因数校正，电路拓扑ABSTRACTThe switching power supply is a power conversion device for AC-DC or DC-DC conversion,which is consist of switching circuits controled by duty cycle.Its power varies from a few tenths of watts to tens of kilos watts,and it is widely used in life,production,scientific research, military and other fields.The core of the switching power supply is power electronic circuit.According to the request of steay output voltage or flow characteristics of power from the load,it can use feedback control circuit with duty cycle control method to control the switching circuit. The AC input voltage of this design ranges from 85V to 265V and the output voltage is 24V,the output power 200W.The design can simultaneously realize functions of input under-voltage protection, output overvoltage protection and power factor correction. The design mainly adopts dedicated chips ,such as single switching power supply chip L6562D, the NCP1015 and NCP1217A, a linear optocoupler PC817 and adustable precision shunt regulator control TL431 ,which is matched with other discrete components to make the switching power supply with voltage regulator output function. The main switching power supply circuit topology are Buck Circuit, the Boost Circuit and a Forward Circuit.Key words：the switching power supply,power factor correction,circuit topology目录第1章开关电源简介 (1)1.1 开关电源的发展简史 (1)1.2 开关电源的发展趋势和前景展望 (1)1.3 本文的主要工作 (2)1.3.1 基本要求 (3)1.3.2 发挥部分 (3)第2章开关电源的分类和基本工作原理 (4)2.1 开关电源的分类 (4)2.2 开关电源的基本工作原理 (4)2.3 PFC原理 (5)2.4 双管正激式变换器工作原理 (6)第3章交流输入部分电路的设计与实现 (8)3.1 原理图设计 (8)3.2 元件参数与选择 (8)3.2.1 压敏电阻 (8)3.2.2 安规电容 (8)3.2.3 泄放电路 (9)3.2.4 共模扼流圈 (9)3.2.5 整流桥和滤波电容 (9)第4章基于L6562D的连续型APFC电路设计与实现 (10)4.1 L6562D功能特点及其工作方式 (10)4.2 设计要求 (10)4.3 工作原理 (10)4.3.1 概述 (10)4.3.2 FOT峰值电流模式分析 (11)4.3.3 FOT峰值电流模式的输入电流畸变 (12)4.3.4 输入电流尖峰畸变的补偿电路 (12)4.4 原理图设计 (14)4.5 参数设计 (14)4.5.1 升压电感的设计 (14)4.5.2 确定电流取样电阻 (17)第5章基于NCP1217A双管正激变换器电路的设计与实现 (19)5.1 NCP1217A功能特点 (19)5.2 设计要求 (19)5.3 原理图设计 (19)5.4 参数设计 (21)5.4.1 变压器和输出电感的设计 (21)5.4.2 确定次级侧的整流二极管 (22)5.4.3 确定输出电容器 (23)5.4.4 脉冲驱动电路的设计 (23)5.4.5 稳压反馈电路设计 (24)第6章基于NCP1015的辅助电源设计与实现 (25)6.1 NCP1015功能特点 (25)6.2 设计要求 (25)6.3 原理图设计 (25)6.4 工作原理 (25)第7章测试报告 (26)7.1 概述 (26)7.1.1 输出电压精度 (26)7.1.2 线性调整率 (26)7.1.3 负载调整率 (27)7.1.4 工作效率 (28)7.1.5 PF值 (30)7.1.6 纹波 (31)7.2 毕设完成指数 (33)7.2.1 基本要求 (33)7.2.2 发挥部分 (33)第8章调试总结 (34)8.1.1 基于NCP1654的PFC调试 (34)8.1.2 基于NCP1217A的双管正激调试 (34)8.1.3 基于L6562D的APFC电路的调试 (34)8.1.4 联调 (35)8.1.5 心得体会 (35)参考文献 (37)附录A 原理图 (38)A.1 APFC设计部分 (38)A.2 双管正激部分 (39)A.3 交流输入部分 (40)A.4 NCP1217A设计部分 (40)A.5 辅助电源设计部分 (40)附录B 器件清单 (41)B.1 交流输入部分参数 (41)B.2 辅助电源设计部分参数 (41)B.3 NCP1217A设计部分参数 (41)B.4 APFC设计部分参数 (42)B.5 双管正激设计部分参数 (42)附录C APFC电路PCB (44)附录D 双管正激电路PCB (45)第1章开关电源简介1.1 开关电源的发展简史开关电源是相对线性电源说的。
开关电源设计报告
开关电源设计报告一、设计背景开关电源是一种高效率、小体积和重量轻的电源。
因此，在现代电子设备中被广泛使用。
开关电源以开关方式来传递能量，通过周期性开关的方式将直流电源转换为高频脉冲电流，然后经过二次整流滤波得到所需的直流电压。
二、设计目标本设计旨在设计出一种高效率、稳定性好、噪声低的开关电源，满足现代电子设备对电源的需求。
三、设计原理开关电源设计主要包括输入滤波、整流、滤波、功率转换等模块。
其中，输入滤波模块主要是为了滤除输入电流中的高频噪声，保证电源的输入电流纯净；整流模块主要是通过整流器将输入电压转换为脉冲电流；滤波模块则是为了过滤掉脉冲电流带来的高频噪声；功率转换模块是通过开关管和能量存储元件来实现电能的传递和转换。
四、设计步骤1.确定需求：根据电子设备的工作电压和电流要求，确定所需的输出电压和电流。
2.选择元器件：选择合适的变压器、电容、电感以及其他电子元器件，根据设计需求确定元件参数。
3. 确定拓扑结构：根据设计要求选择合适的拓扑结构，如Boost、Buck、Buck-Boost等，并进行相应的计算和仿真验证。
4.进行电路设计：根据所选拓扑结构，设计输入滤波电路、整流电路、滤波电路和功率转换电路。
根据设计要求确定元器件的电压、电流和功率等参数。
5.进行仿真验证：通过软件仿真工具，验证设计电路的性能和稳定性，分析电路设计中的问题和不足。
6.PCB设计：根据电路设计结果进行PCB布局设计和线路连接设计。
7.组装和调试：将设计好的电路进行组装，并进行电气性能的实际测试和调试。
8.优化改进：根据实际测试结果进行电路的优化改进，以提高电路的性能和稳定性。
9.总结报告：总结开关电源设计的过程和结果，分析优缺点，并提出进一步改进的建议。
五、设计结果通过以上步骤，完成了一种满足设计要求的开关电源设计。
该电源具有高效率、稳定性好、噪声低等特点，能够满足电子设备对电源的要求。
六、设计总结本设计通过选择合适的拓扑结构和元器件，经过仿真验证和实际调试，成功设计了一款高效率、稳定性好、噪声低的开关电源。
开关电源主要元器件的功耗分析
开关电源发展到今天，从以前的线性电源、相控电源发展到现在的开关电源，它伴随着频率的提高，效率的增加，功率密度的提高，特别是开关电源逐渐要求小型化的今天，对开关电源的热分析的要求越来越高。
有统计资料表明，电子元器件温度每升高2℃，可靠性下降10%元器件温升为50C时的寿命只有温升为25C时的1/6。
而高频开关电源这一类拥有大功率发热器件的设备，温度更是影响其可靠性的重要因素，因此热设计愈加成为开关电源产品设计的关键一环，热设计的效果百接关系到开关电源能否长期正常、稳定工作的重要因素。
热设计是开关电源设备结构设计中不可忽略的一个环节，直接决定产品的成功与否，良好的热设计是保证设备运行稳定可靠的基础。
热设计一般都随着开关电源的初步设计开始，而一个好的热设计[2]，首先就得对它的主要发热元件的功耗有一个比较准确的预估，这样就对开关电源内部元件的布局和冷却方式的选择有很好的指导意义。
1 开关电源的结构图1是开关电源常用的主电路拓扑。
在开关电源中主要发热器件是开关管、整流二极管、变压器及电感等。
2 开关管的功耗开关管的工作过程[1]分为四个阶段，即开通阶段、关断阶段、导通阶段、截止阶段。
图2是开关管工作过程时的电压电流波形。
设各个阶段的时间依次为t r，t f，t on，t off，在图中采取了分段折线处理，实际的电压电流波形比这复杂。
计算开关管的功耗可以将这四个阶段功耗加起来即为开关管在一个周期的功耗总和。
在开关管截止期间，集电极电压u CE=U ≈U i，(U i为一次整流滤波后的直流电压)，集电极电流i C=I CO(I CO为集电极漏电流)。
开关C管导通后，集电极电流从I C1增大到I C2，集电极电压u CB=U CBS（U CBS为饱和压降）。
在开关管由截止转为导通的电压上升期间，或是由导通转为截止的电压下降期间，开关管的电流并不是立即下降至I CO或上升至I C2，而是以某一斜率逐渐下降或上升，这样就会产生开关管的开通损耗与关断损耗，由图2的近似波形可知在开关管电压上升过程中电压和电流分别为：i Cr= I c0+(I C1-I C0) t / t rU CEr=U C-(U C-U CES) t / t r下降期间其电压和电流分别为：i CF=I C2-(I C2-I C0) t / t fu CEF=U CES+(U C-U CES) t / t f开关管在开通阶段的损耗为开关管在关断阶段的损耗为实际上，目前大功率开关管生产工艺已较成熟，即使在晶体管表面温度达到100℃时[见参献文献[3]，UCES约为1～3V，I C0约0.5～1mA，而U C≈U i，一般U i为220V交流电直接整流滤波后的直流电压，其值为300V左右，而I C约为数百毫安至数安培，考虑到U C﹥﹥U CES,I C1﹥﹥I CO,I C2﹥﹥I C0从而有W r≈I C1U C t r，W f≈I C2U C t f开关管在导通阶段的损耗为开关管在截止阶段的损耗为W off=I C0U C t off一周期内开关管的平均损耗为当脉冲变压器电感量L最够大时，开关管导通期间集电极电流变化不大，IC1≈IC2=IC，可得P C=1/T [I C0U C t off+I C U CESton+I C U C(t r+t f)]3 整流二极管的功耗整流二极管的功率损耗主要分为正向导通功率损耗和反向截止时的功率损耗，图3为二极管工作时的电压和电流波形图。
200w开关电源功率级总结
一個200W開關電源的功率級設計總結Michael Weirich實驗室經理飛兆半導體（德国）公司摘要本文講述了一個基於FAN4800連續PFC前端的雙管正激電源的功率級設計。
回顧了這種電源的設計選擇。
討論的實際課題包括功率器件選型，電磁設計，佈局和電磁干擾(EMI)，目的在於幫助工程師加速並改善其設計。
1.導言新的功率在200W-500W的交流電源設計，越來越需要功率因素校正（PFC），以在減少電源線上的能源浪費，並增加最多來自電源插座的功率。
這篇文章描述了一個用於液晶電視的200W電源的設計與構造，所以提到了很多注意事項，以達到高效率，待機功率低於1W，外形小巧尤其是高度為25mm，無風扇的簡單冷卻，低成本。
這些特徵對於將要應用的場合是不可或缺的。
2.電路描述和設計設計指標如下：‧交流輸入電壓：85－265VRMS‧功率因素：> 0.95‧總輸出功率：200W‧三個直流輸出：5V/0.3A12V/5A24V/6A電源分為兩個單元。
第一電源集成一個功率因素校正電路，內置在FAN4800 PFC/PWM（脈寬調制）二合一控制器周圍，產生一個24V/6A和12V/5A的輸出。
這個器件包含一個平均電流模式PFC控制器和一個能夠在電壓和電流模式下工作的PWM控制器。
在描述的這項應用中，PWM工作在電流模式，控制一個雙管正激變換器。
這種變換器能產生一個穩壓的24V輸出。
12V輸出則由一個采用MC34063A PWM控制器的Buck變換器產生。
這個附加模塊改善了12V輸出校正，減少交叉調節問題，這對於多重輸出正激變換器總是一個問題，當負載大範圍變化時。
附加變換器成本不是很高，如果與一個雙管輸出變換器的更複雜、更大的耦合電感相比。
第二電源是一個基於飛兆半導體功率開關（FPS）的Flyback變換器，它給FAN4800提供電源和5V輸出。
這個電源工作在待機模式下，它的無負載功耗低於500mW。
因此，即使對於省電模式下小負載情況，也有可能滿足1W待機功耗的限制。
一个200W开关电源的功率级设计总结
一个200W开关电源的功率级设计总结
1. 导言
新的功率在200W-500W 的交流电源设计，越来越需要功率因素校正（PFC），以在减少电源线上的能源浪费，并增加最多来自电源插座的功率。
这篇文章描述了一个用于液晶电视的200W 电源的设计与构造，所以提到了很多注意事项，以达到高效率，待机功率低于1W，外形小巧尤其是高度为25mm ，无风扇的简单冷却，低成本。
这些特徵对于将要应用的场合是不可或缺的。
2. 电路描述和设计
设计指标如下∶
交流输入电压∶85－265VRMS·功率因素∶
> 0.95·总输出功率∶200W·
三个直流输出∶5V/0.3A12V/5A24V/6A电源分为两个单元。
第一电源集成一个功率因素校正电路，内置在FAN4800 PFC/PWM（脉宽调制）二合一控制器周围，产生一个24V/6A 和12V/5A 的输出。
这个器件包含一个平均电流模式PFC 控制器和一个能够在电压和电流模式下工作的PWM控制器。
在描述的这项应用中，PWM工作在电流模式，控制一个双管正激变换器。
这种变换器能产生一个稳压的24V 输出。
12V输出则由一个采用MC34063A PWM控制器的Buck 变换器产生。
这个附加模块改善了12V 输出校正，减少交叉调节问题，这对于多重输出正激变换器总是一个问题，。
200W正弦波逆变电源的设计方法
200W正弦波逆变电源的设计方法郑文兵【摘要】提出了一种基于数字控制的具有高频链的200 W正弦波逆变电源的设计方法.正弦波逆变电源由一种新的全桥移相DC/DC软开关变换器和DC/AC周波变换器级联构成.介绍并分析了全桥移相DC/DC变换器软开关的实现方法和设计注意事项,以及全桥移相DC/DC变换器一个开关周期内的6个电路拓扑变换过程.提出了一种基于瞬时无功功率理论实现DC/AC周波变换器的新的控制方法,并给出了其控制原理框图.最后利用PSIM软件对整体电路进行了仿真,仿真结果表明符合理论分析的结果.【期刊名称】《上海电力学院学报》【年(卷),期】2011(027)004【总页数】7页(P327-332,367)【关键词】正弦波逆变电源;软开关;瞬时无功理论;数字控制【作者】郑文兵【作者单位】上海电力学院电力与自动化工程学院,上海200090【正文语种】中文【中图分类】TP17;TP331.212 V铅酸蓄电池是我国电力系统中使用量较大的一种蓄电池，由12 V铅酸蓄电池组构成的110 V或220 V中小容量直流系统普遍存在电池老化、特性不均衡等问题，大大缩短了电池的寿命，影响了电力系统的安全可靠运行.另外，废弃的铅酸蓄电池也对环境造成了很大污染.目前，通常的解决办法是对由12 V铅酸蓄电池组进行活化处理，即对整个蓄电池组不断进行恒电流充放电，直至铅酸蓄电池的特性恢复正常为止.在这一过程中，依靠由高频开关电源构成的整流器可以较好地实现恒电流充电，但放电却需依靠直流电阻实现.由于在放电过程中蓄电池组的直流电压不断下降，它不可能实现恒电流放电，因此蓄电池组活化效果很不好，而且还伴随有大量的功率损耗（由直流电阻造成）.由12 V铅酸蓄电池组构成的110 V或220 V中小容量直流系统的容量最大，约为200 AH，即每节电池最大约为12 V 200 AH.活化电流约为20 A.活化功率约为12 V×20 A=240W.因此，用一个具有恒电流放电特性的逆变电源来对单个12 V铅酸蓄电池进行活化处理具有非常重大的现实意义.为了实现节能目标，在放电时必须将12 V铅酸蓄电池所储存的电能放回交流系统中，而该逆变电源的输入侧是直流系统，输出侧是交流系统，输入输出不共地，因此该逆变电源需要隔离.此外，要实现恒电流放电特性，就需要将逆变电源输出侧接入380 V三相交流系统中，因为只有三相交流系统才能实现恒电流特性.文献［1］至文献文献［6］提出采用全桥DC/DC变换器实现逆变电源的隔离;文献［7］提出可以用三相全桥DC/ AC周波变换器实现正弦波逆变.文献［8］介绍了一种全新的数字信号处理器（DSP） TMS320F28035，它能完全满足DC/DC变换器和三相DC/AC正弦波逆变器装置的控制要求.1 200W正弦波逆变电源的主电路设计200 W正弦波逆变电源的主电路采用如图1所示的全桥高频逆变器，它由全桥DC/DC变换器和全桥DC/AC周波变换器级联而成.全桥DC/ DC变换器由S1～S4等功率开关组成，全桥DC/ AC周波变换器由S5～S10等功率开关组成.前级的全桥DC/DC变换器先将蓄电池的直流电压以恒流放电的方式，经过高频变压器变换成隔离的500 V的高压后送到全桥DC/AC周波变换器的直流母线上，再将其变换成所需要的稳定正弦交流输出电压.全桥DC/DC变换器与全桥DC/AC周波变换器之间采用高频变压器隔离.图1 主电路拓扑结构1.1 全桥DC/DC变换器元器件参数选择由于全桥DC/DC变换器的输入侧为12 V的蓄电池，因此功率开关S1～S4可选用50 V和50 A，型号为RFP50N05L的低压低阻的大电流MOSFET功率开关，电感L d为2 mH的平波电感，阻挡电容C b用于隔直，防止高频变压器饱和，可选用容量为0.1μF的安规电容.C1和C2为缓冲电容，可选用容量为0.04μF的无感电容.1.2 全桥DC/AC周波变换器元器件参数选择由于三相全桥DC/AC周波变换器的输入侧为500 V的直流电压，因此功率开关S5～S10可选用900 V和1.7 A小电流、型号为IRFBF20PBF的MOSFET功率开关，由三相电感L f和电容C f组成交流滤波器，L f为1.2 mH，C f为3μF.直流母线上的电容C0起滤波和缓冲作用，由两个400 V和470μF电容串联组成，并带有均压电阻.1.3 高频变压器的设计高频变压器的设计方法是先求出磁芯窗口面积A W与磁芯有效截面积A e的乘积A P（A P=A W× A e，称磁芯面积乘积），然后根据A P值，查表找出所需磁材料的编号.本文选用EE65的铁氧体磁芯，工作频率为20 kHz.变压器原副边采用直径为0.15 mm的多股漆包线，变比为5∶250（匝）.2 DC/DC变换器的工作模式为了降低由S1～S4功率开关、变压器，以及D1和D2组成的全桥DC/DC变换器的功率损耗，采用一种叫做“全桥相移ZVZCS技术”的新型软开关技术，其特点是：滞后桥臂的开关管S3和S4实现零电流关断，并不再并联电容，以避免开通时电容释放的能量加大造成损耗;领先桥臂仍和以前一样，利用开关管S1和S2上面并联电容C1和C2的方法实现零电压软开关状态（ZVS），以提高整个电路的效率.为了使滞后臂上的两个开关管以零电流方式工作，必须对主电路进行改动.当超前桥臂的开关管S1关断、S2的二极管续流时，变压器两端电压为零，变压器原副边电路独立，变换器工作在零状态，此时原边电流I P处于自由状态，并开始减小.为了保证在零状态时原边的电流减小到零，必须在漏感上加一个反电压，使电路中的电流迅速减小，因此只要在原边加入一个阻断电压源V X即可.当原边电流I P正向流过时，该电压极性为正;当I P反向流过时，该电压极性为负.通过加入这一阻断电压源就可使原边电流衰减到零.阻断电压源最简单的方法就是用一个电容C b来实现.当斜对角的两只开关管S1和S4同时导通时，I P给C b充电;当斜对角的两只开关管S2和S3同时导通时，I P给C b放电.而在零状态时，电容C b的电压保持不变，其极性刚好与I P相同，起到给I P复位的作用.ZVZCS变换器的基本拓朴结构如图2所示.图2 ZVZCS变换器的基本拓朴结构这种新型变换器每半个周期有6个工作模式，工作波形如图3所示，每管的占空比约为50%.图3 全桥移相ZVZCS变换器工作过程波形2.1 拓扑变换1（t0，t1）当t=t0时，S1和S4处于导通状态，D5也导通，变压器初级电流为正，输入功率通过变压器输出.在t1≥t≥t0时刻内，饱和电感一直处于饱和状态.其等效电路如图4所示.图4 拓扑变换1等效电路设开始电流值为I0，阻挡电容的峰值电压为U cbm.2.2 拓扑变换2（t1，t2）当t≥t1时，电路工作就进入模式2.在此期间，S1截止，S4和D5继续维持导通状态，变压器初级电流仍然为正，此时对C1充电，对C2放电，与之发生谐振，最终使S2的电压为零，并通过S2续流.在t=t2时刻，S2零电压开通.其等效电路如图5所示.图5 拓扑变换2等效电路其初始条件为：U c1（t1）=0，U c2（t1）=U in，I p （t1）=I p（t0）=I1.根据此时电路的拓扑图可推导出此模式中的变压器初级电流和电容的电压方程如下（因为此时间极短并且C b比C1和C2大的多，故设U cb1的值不变）.当t≥t1时，则有：2.3 拓扑变换3（t2，t3）当U c2（t）=0时，D2开始导通，此时S2可以以零电压方式开通.因为D2开始导通后S2被开通，但S2中并没有电流流过，I P是由D2流过，所以S2是零电压开通.S2和S1驱动信号之间的死区时间为t d＞（t2－t1），即t d＞2CU in/I1，只要死区时间能满足这一条件，那么S2就可以零电压方式开通，否则就会在开关管上有较大的损耗.由于D2导通后D5和D6均处于导通状态，U ab=0，此时初级电流在变压器初级回路中处于自由运行状态，L s仍然处于饱和状态.在此期间U cb（t）完全加在L k上.其电路拓朴图如图6所示.图6 拓扑变换3等效电路其初始条件为：U cb（t2）近似等于U cb1，I P（t2） =I2.由此可得：当t=t3，电路中的电流减小为零时，将结束该模式进入下一个工作状态.由于主回路中只有变压器的漏感存在，因此阻挡电压U cb迅速将主回路的电流I P回复到零.饱和电感L s退出饱和状态，呈现出很大的电感量.2.4 拓扑变换4（t3，t4）当主回路中的电流减小到零时，电流继续向反方向增加，但主电路中的电流被保持在零状态，因为此时饱和电感已经退出饱和状态变为不饱和，呈现一个远大于漏感L k的电感量以阻挡反向电流的增加，因此阻挡电容上的电压完全加在饱和电感上.此时的等效电路图如图7所示.阻挡电容上的电压保持不变，S4仍导通，但由于主电路中没有电流流过，所以开关管S4中的电流为零.图7 拓扑变换4等效电路2.5 拓扑变换5（t4，t5）在t4时刻，开关管S4关断，此条件为零电流状态下关断.经过一个死区时间后开关管S3开通.此时阻挡电容上的电压不变，主电路中的电流仍为零.其等效电路如图8所示.图8 拓扑变换5等效电路2.6 拓扑变换6（t6，t7）在t5时刻开关管S3开通，但由于此时饱和电感L s尚未饱和，I P经过一定的滞后再迅速上升，在阻断电容和输入电压的共同作用下饱和电感很快又进入饱和区.因为有一定的电流滞后，所以使开关管S3的开通损耗大大降低.在t6时刻，I P达到输出电流在主回路的折合值，变压器副边出现电压，电源再次向负载输送能量，电容C b的电压U cb由正向负逐渐减小，进入下半个对称的周期.此时等效电路图如图9所示.图9 拓扑变换6等效电路由于此过程很短，因此可认为U cb（t）不变.由此可得到变压器初级绕组电流为：由DC/DC变换器的6个拓扑状态变换过程的分析可以看出，当给定了饱和电感的数值后，通过合理选择电容C1，C2，C b的容量，肯定存在满足DC/DC变换器软开关工作的条件，通常来说高频变压器都存在一定的漏感，因此可以用高频变压器的漏感来代替饱和电感L s.3 DC/AC周波变换器的控制方法全桥DC/AC周波变换器由S5～S10构成.采用三相变换器而不采用单相变换器的原因在于系统需要实现恒流放电，只有三相周波变换器才能保证在各个时间段内输出一个恒定的功率.正弦波脉宽调制（SPWM）控制主要着眼于使逆变器输出电压尽量接近于正弦波，电流跟踪控制则直接考虑输出电流是否按正弦变化.为了达到最优的瞬时功率控制，本文采用瞬时无功功率理论来实现.基于瞬时无功功率理论的检测方法有p-q法和i p-i q法.本文采用p-q法［7］，因为控制的目的是实现恒定目标功率的输出.通过数字锁相技术可以得到代表A相电压的瞬时相位特性cosωt，并将蓄电池的电压U和放电电流I的乘积作为p-q算法中的，并令=0.其控制算法如图10所示.图10 改进的p-q算法得到所要求的控制电流信号i af，i bf，i cf后，再与全桥DC/AC周波变换器的输出电流i a，i b，i c分别进行比较，然后应用滞环比较控制方法就能够得到所要求的三相正弦输出.TMS320F28035微处理器是32位定点数字信号处理器，具有C28xTM内核、60MIPS的操作能力、单3.3 V电源，以及16路ADC模数转换通道和14路PWM脉宽调制等丰富的片内资源，完全能够满足本方案所提出的系统控制要求.通过三相交流电压电流检测回路和蓄电池直流电压电流检测回路，DSP可以通过相应的驱动电路实现上述的控制策略，以及恒输入电流的正弦波输出.4 电路仿真采用电路仿真软件PSIM对整体电路进行仿真实验，实验结果如图11至图13所示.由图11可以看出，12 V蓄电池工作在基本接近恒流放电状态，完全满足蓄电池恒流放电的要求;由图12可以看出，周波变换器的直流输入电压维持在582 V左右，表明DC/DC变换器和周波变换器工作均处于稳定状态;由图13可以看出，周波变换器工作状态符合设计要求.图11 12 V电池的电压和放电电流波形图12 周波变换器的输入电压波形图13 周波变换器的输出电压电流波形5 结论（1）为了满足蓄电池的恒流放电要求，在对全桥DC/DC变换器进行控制时必须增加输入电流的检测回路，并加入输入电流的控制;（2）在低压大电流情况下使用MOSFET的全桥DC/DC变换器，采用ZVSZCS （零电压零电流）软开关技术比ZVSZVS（零电压零电压）软开关技术可以明显减少开关损耗;（3）可利用高频变压器的漏感代替饱和电感，以降低成本，但会增加变压器绕制的难度;（4）使用隔直流电容可以解决高频变压器由于直流偏置产生的饱和问题;与工频变压器相比，采用高频变压器可以减少逆变电源的体积;（5）高频变压器绕组采用多股软铜漆包线可以明显改善变压器的性能;采用变压器驱动MOSFET不仅可以降低驱动成本，而且可以提高驱动电路的可靠性;（6）全桥DC/AC周波变换器采用瞬时无功功率理论的p-q法能够减少控制的复杂性;采用瞬时无功功率理论可轻松解决全桥DC/AC周波变换器与系统电网的并网问题，实现能量反馈到电网中，在降低能源消耗的同时可以减少损耗;（7）采用32位定点数字信号处理器TMS320F28035可以实现灵活的控制策略. （编辑胡小萍）【相关文献】［1］HAMADA S，KANAZAWA T，OGINO Y，et al.A new constant frequency phase-shifted PWM zero-voltage switching DC/DC converter incorporating non-controlled saturable reactors［J］.IEEE Transactions on Magnetics，1989，25（5）：3 991-3 993. ［2］REDIR，SOKAL N O，BALOGH L.A novel soft-switching full-bridge dc/dc converter：analysis，design considerations and experimental results at1.5 kW，100 kHz［C］//PESC’90 Record，1990：162-172.［3］MASSERANT B J，SHRIVER J L，STUART T A.A 10 kW DC/DC converter using IGBTs with active snubbers［J］.IEEE Trans.AES，1993，29（3）：857-865.［4］CHEN K，STUART T.A study of IGBT turn-off behavior and switching loss for zero-voltage zero-current switching［C］// IEEE APEC，1992：411-418.［5］阮新波，严仰光.移相控制零电压开关PWM变换器的分析［J］.电力电子技术，1998（2）：1-4.［6］阮新波，严仰光.全桥变换器的控制策略［C］//第十二届中国电源学会电源技术年会论文集，1997：138-145.［7］王兆安，杨君，刘进军.谐波抑制和无功功率补偿［M］.北京：机械工业出版社，1998：209-244.［8］KOJABADIH M，BIN Yu，GADOURAL IA，et al.A novel DSP based current-controlled PWM strategy for single phase grid connected inverter［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2006，21（4）：985-993.。
开关电源设计中的参数计算
开关电源设计中的参数计算
首先，我们需要确定开关电源的输入和输出要求。
输入要求一般包括输入电压范围和输入电流要求。
输出要求一般包括输出电压和输出电流。
接下来，根据输入电压范围，可以确定工作在什么样的输入电压下。
一般来说，输入电压范围是一个固定的值，比如220V。
在选择电源器件和元器件时，需要考虑到输入电压的范围，以确保它们的工作参数符合要求。
然后，根据输出电压和输出电流，可以计算出电源的输出功率。
输出功率的计算公式是P=V*I，其中P为输出功率，V为输出电压，I为输出电流。
根据实际情况来确定输出功率，一般要保留一定的余量，以应对一些特殊情况。
接着，根据输出功率和输入电压，可以计算出开关电源的效率。
开关电源的效率一般是大于90%的，可以通过以下公式来计算：
η = (Pout / Pin) * 100%
其中，η为开关电源的效率，Pout为输出功率，Pin为输入功率。
此外，还需要选择适当的开关频率。
开关频率一般在几十kHz到几MHz之间，不同工作频率下，对电源器件和元器件有不同的要求。
一般来说，工作频率越高，电容器和电感器的值就越小，但是开关器件的功耗也越大。
最后，还可以计算出一些其他的参数，比如输入功率、开关器件的功耗、电源的输出电压波动率等等。
这些参数的计算可以根据具体的电路拓扑和元器件的特性来确定。
总之，开关电源设计中的参数计算涉及到多个方面的考虑，包括输入
输出要求、功率计算、效率计算、频率选择等等。
根据具体的设计目标和
实际情况，可以确定出适合的参数数值，从而设计出高效稳定的开关电源。
开关电源设计范文
开关电源设计范文开关电源是一种广泛应用于电子产品中的电源设计，它具有高效率、小尺寸、轻重量和稳定性好等优点，因此得到了广泛的应用。
开关电源的设计需要考虑到很多因素，例如输入输出电压、功率需求、负载能力、效率、稳定性等等。
下面我将详细介绍开关电源的设计过程。
首先是确定输入输出电压。
输入电压通常是交流电压，而输出电压则需要根据应用的需要确定。
在确定输出电压时，需要考虑到负载的需要和电子部件的要求。
接下来是确定功率需求。
功率需求是指电源需要提供的电能，它可以通过负载电流和输出电压来计算得到。
根据功率需求的大小，可以选择适合的开关电源方案。
然后是确定负载能力。
负载能力是指开关电源能够提供的最大负载电流。
在设计时必须确保开关电源能够满足负载的需求，以保证正常工作。
接着是考虑电源的效率。
效率是指开关电源的输出功率与输入功率之间的比值。
高效率可以减少能源的浪费，提高系统的稳定性。
最后是确保电源的稳定性。
稳定性是指开关电源输出电压在负载变化或环境变化时的稳定性。
开关电源的稳定性可以通过控制电流的反馈回路来实现。
在进行开关电源设计时，还需要考虑到如过流保护、过电压保护、过温保护等安全措施，以保证电源的稳定性和可靠性。
在具体设计过程中，还需要选择适合的开关元件，例如开关管、二极管、电感等。
同时还需要选择合适的控制电路，以实现开关动作和电流的控制。
在完成设计后，还需要进行电路模拟和实验验证。
通过模拟可以评估电路的性能和稳定性。
实验验证可以验证电路设计的正确性，并进行优化和改进。
综上所述，开关电源设计是一个复杂且细致的工作，需要考虑到很多因素。
通过合理的选择和设计，可以得到高效率、稳定性好的开关电源。
开关电源的设计过程需要经验和技术的累积，但同时也是一个有挑战和创新的过程。
5v40a200W开关电源最佳使用功率
4.8A的P10单红可以带8张 40\4.8A=8.33张 3.2A的P10单红可以带12张 40\3.2A=12.5张2.6A的P10单 红可以带15张 40\2.6A=15.38张规格尺寸（mm）点距分辩率点数/平方亮度功率W 功率W 带板数量3.0单色256*1284mm 64*3262500100182009.443.0双色256*1284mm 64*326250020027200 6.303.75单色304*152 4.75mm 64*3244321100182009.443.75双304*152 4.75mm 64*324432120027200 6.305.0单色484*2427.62mm 64*3217222100182009.445.0双色484*2427.62mm64*321722220027200 6.30规格尺寸（mm）点距分辩率点数/平方亮度功率功率W 带板数量5.0单色484*2427.62mm 64*32172221000202008.505.0双色484*2427.62mm 64*3217222450030200 5.67P10单色320*16010mm 32*16100001000202008.50P10双色320*16010mm 32*1610000450031200 5.48P12.5单色400*20012.5mm 32*1664001000202008.50P16单色256*12816mm 16*839061000720024.29P16双色256*12816mm16*8390620001120015.45规格尺寸点距像素点数/m2亮度功率功率W 带板数量P10单色320*16010mm 32*16100001000212008.10P10双色320*16010mm 32*1610000450038200 4.47P10全彩160*16010mm 16*16100005500202008.50P12单色192*9612mm 16*8694410001220014.17P12双色192*9612mm 16*869444500202008.50P12全彩192*9612mm 16*86944550025200 6.80P12.5单色400*20012.5mm 32*1664001000192008.95P12.5双色200*10012.5mm 16*8640045001120015.45P12.5全彩200*10012.5mm 16*8640055001320013.08P16单色256*12816mm 16*839061000720024.29p16双色256*12816mm 16*8390645001120015.45P16全彩256*12816mm 16*8390655001420012.14P20单色320*16020mm 16*825001*********.29P20双色320*16020mm 16*8250045001120015.45P20全彩320*16020mm16*82500550027200 6.30户外系列5V40A开关电源开关电源最佳使用功率为85%，这样对电源的寿命有很好保障5V40A开关电源5V40A开关电源推荐使用足功率-枭峰-5V40A200W电源我们所说一台5V40A电源带12张板计算方法是， P10半户外单元板的电流是3.2A,功率是16W，3.3A X 12 = 38.4A ^^^ 16W X12 =192W 工作时不超电源功率。
工程师讲解：一个新的200kHz-200W环保型开关电源
工程师讲解：一个新的200kHz/200W环保型开关电源本文拟向读者介绍利用上述器件综合制成的一个工作频率为200kHz，功率为200W的符合环保要求的实用型开关电源。
它采用第二代的CoolMOSC2作为PFC和PWM的功率开关，采用SiC肖特基二极管作为PFC二极管，OptiMOS作为同步整流开关，PFC和PWM的控制由同一块ICTDA16888实现。
该电源具有宽的输入电压范围(90V～275V)，80%以上的AC/DC变换效率。
输出电压有两组:+5V/20A和+12V/8.3A，带有输出过载保护和输出短路保护。
所有功率器件均无须加散热片，也不要求接最小的输出负载。
近年来国外某些知名半导体公司花了不少力气进行器件技术的改造并研发出一系列有针对性的性能优越的新器件。
例如前身为Siemens的Infineon公司近年陆续地推出专用于解决高频开关电源上述问题的一揽子器件。
它们包括耐高压600V，低导通电阻(Rdson)的CoolMOS管(高频运用时温升极低，适用作Boost开关)，大电流低耐压且小Rdson的OptiMOS管(特适用于Buck 变换器)，PFC?PWM双合一ICTDA16888(可节省空间和元件)，耐高压(600V)SiC肖特基二极管(特适用于作Boost二极管)等等。
这些器件都有专门特性，如果在开关电源设计中使用得当，就会事半功倍地解决问题，而且成本也得到控制。
当今，对额定功率200W以上的高频实用型开关电源在进行环保性能评估方面都或多或少地存在一些麻烦。
它们要幺EMI噪声较大，要幺输入电流谐波超标或者在一定的功率封装密度下温度特性不好，可靠性差等等。
要解决这些问题，一个途径是找寻新的性能更先进的变换器拓扑，另一途径就是选择新工艺，新器件以尽可能满足环保性能评估的要求。
200w半桥开关电源方案
200w半桥开关电源方案一、半桥开关电源的基本原理。
半桥开关电源呢，就是一种很有趣的电源拓扑结构。
它主要由两个功率开关管（一般是MOSFET管啦）、一个高频变压器还有一些其他的小零件组成。
这两个功率开关管就像是两个小伙伴，轮流工作。
当一个管导通的时候，另一个管就休息，通过这种交替的方式，在高频变压器的初级绕组上产生交变的电压。
这个交变电压就像魔法一样，经过变压器的变压作用，在次级绕组上就能得到我们想要的电压啦。
而且哦，这种半桥结构有很多优点呢。
它能够在比较高的功率下工作，就像一个大力士，能承担起200w这么大的功率需求。
同时呢，它的电路结构相对来说不是特别复杂，不会像一些复杂的电路搞得人晕头转向的。
二、200w半桥开关电源的主要元件选择。
1. 功率开关管。
对于200w的半桥开关电源，功率开关管的选择可是至关重要的。
我们得找那些能够承受高电压、大电流的管子。
一般来说呢，要根据电源的输入电压范围、输出功率以及开关频率等因素来综合考虑。
比如说，我们可以选择一些知名品牌的MOSFET管，它们就像可靠的小战士，有着较低的导通电阻和较高的开关速度。
这样在工作的时候，就不会产生太多的热量，也能让电源的效率更高。
而且啊，它们的可靠性也比较高，不会动不动就闹脾气罢工。
2. 高频变压器。
高频变压器在这个半桥开关电源里可是扮演着很关键的角色呢。
它就像一个神奇的魔术师，把输入的电压变成我们想要的输出电压。
在选择高频变压器的时候，我们要考虑它的磁芯材料、匝数比还有电感量等参数。
对于200w的电源，我们可能需要一个能够承受一定功率、具有合适的磁芯尺寸的变压器。
比如说，铁氧体磁芯的变压器就比较常用，它的性能比较稳定，而且成本也不会高得离谱。
匝数比的确定呢，就要根据输入输出电压的要求来计算啦，就像做数学题一样，要算得准准的，这样才能得到正确的输出电压。
3. 电容。
电容在半桥开关电源里也有着不可忽视的作用。
输入电容就像是一个能量储存器，能够平滑输入电压，防止电压波动太大。
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一个 200W 开关电源的功率级设计总结1. 导言新的功率在200W-500W 的交流电源设计，越来越需要功率因素校正（PFC），以在减少电源线上的能源浪费，并增加最多来自电源插座的功率。
这篇文章描述了一个用於液晶电视的200W 电源的设计与构造，所以提到了很多注意事项，以达到高效率，待机功率低於1W，外形小巧尤其是高度为25mm ，无风扇的简单冷却，低成本。
这些特徵对於将要应用的场合是不可或缺的。
2. 电路描述和设计设计指标如下∶·交流输入电压∶85－265VRMS·功率因素∶> 0.95·总输出功率∶200W·三个直流输出∶5V/0.3A12V/5A24V/6A电源分为两个单元。
第一电源集成一个功率因素校正电路，内置在FAN4800 PFC/PWM（脉宽调制）二合一控制器周围，产生一个24V/6A 和12V/5A 的输出。
这个器件包含一个平均电流模式PFC 控制器和一个能够在电压和电流模式下工作的PWM控制器。
在描述的这项应用中，PWM工作在电流模式，控制一个双管正激变换器。
这种变换器能产生一个稳压的24V 输出。
12V输出则由一个采用MC34063A PWM控制器的Buck 变换器产生。
这个附加模块改善了12V输出校正，减少交叉调节问题，这对於多重输出正激变换器总是一个问题，当负载大范围变化时。
附加变换器成本不是很高，如果与一个双管输出变换器的更复杂、更大的耦合电感相比。
第二电源是一个基於飞兆半导体功率开关（FPS）的Flyback 变换器，它给FAN4800提供电源和5V 输出。
这个电源工作在待机模式下，它的无负载功耗低於500mW。
因此，即使对於省电模式下小负载情况，也有可能满足1W待机功耗的限制。
为了简洁，设计计算和电路图将在每个模组中单独给出。
最终完成的示意图和布局，可在附录中查到。
3. 功率因素校正本节回顾了功率因素校正电路的电源选择。
用来设立乘法器的工作点和差动放大器的增益和频率补偿的低功率部件的设计在[1]中给出。
图1为电路示意图图1∶PFC级示意图，元件编号和FAN4800应用说明［1］相对应3.1 整流器由於主电源用来提供一个200W的输出功率，即总输入功率。
假设PFC的效率为90％，正激变换器效率为90％，其中输出功率为∶考虑到最大输入电压为85VRMS，最大输入电流为∶电磁干扰滤波器的常见共模扼流圈，必须承受这部分电流，同时具有约10mH 高电感。
市场上有一些扼流圈，具有高电流，高电感和小尺寸的特徵，来自EPCOS 和TDK。
扼流圈的实际值和类型由电磁干扰测试确定，依赖於工作条件，也许与本文提出的滤波器有所不同。
与输出串联的负温度系数热敏电阻（NTC）限制了浪涌电流，但并非电源工作所真正需要的。
整流器根据IIn,RMS选定，但注意到高额定电流二极管通常在某一电流下具有更低的电压降，使用一个额定电流略高的整流桥是有利的。
对於实际设计，选择一个6A/800V桥GBU6K。
整流器功耗是可以预计的，通过一个恒定正向电压下已知的近似二极管正向特性乘以一个串联电阻。
正向电压VF 和串联电阻Rs 必须从规格说明书中查，对於GBU6K 分别是0.8V和0.03Ω。
功耗方程变成∶如果我们假设一个绝对的最高结温度TJ 为150℃，最高室温为50℃，然後BR1 散热器的热大热阻（与空气之间）应为3.2 电感L1在讲述的设计中，通过L1的波纹电流的振幅被选定为输入电流的20％。
在这种选择下，电感可以根据下列等式（5）计算∶给出的电感差不多是1mH。
当RMS电流等於RMS输入电流时，L1的峰值电流是在这个电流和5A/mm2的电流密度下，所需的铜线截面积约为0.58mm2。
由於高频电流仅为输入电流的20％，趋肤效应和邻近效应不是很明确。
三或四条细电线并联总面积能够达到所需面积就足够了。
在实际设计中，使用了三根直径为0.5mm的电线，电流密度略低於5A/mm2。
L1 的磁环尺寸根据被称为磁环区域乘积Ap确定，即有效磁性截面积和绕组面积（骨架）的乘积。
这个乘积很容易证明是其中ACu是铜线面积，Bpeak 是饱和磁通密度（对於大多数铁氧体，≤0.35T）。
fCu是铜填充因子，对於简单电感，约为0.5；对於含有几个线圈的变压器，约为0.4。
确定这些数据後，L1的Ap需求值是基於惯例，对大多数磁环，磁性截面积和绕组面积非常相近，需要的磁环面积为因此，对於我们的应用，一个合适的磁环的Ae约为122mm2。
虽然，要找到此磁截面的磁芯并不难，但电感的高度由於应用要求被限制在25mm。
因此，经过一番对磁环和筒管规格说明书仔细搜索之後，选择了EER3542，它的Ae为107mm2，AW为154mm2，得到AP约为16500mm4。
中心臂上气隙的近似长度s 是∶其中AL，0是无气隙磁芯的AL（查磁芯规格书），有气隙的磁芯的AL 是1mH/1242=65nH。
如果後两个值的单位是nH，Ae 的单位是mm2，那麽气隙长度s 的单位是毫米。
在这次设计中，气隙长度约2毫米。
3.3 Q1和D1因为最高额定输入电压是265VRMS，Q1的最大漏极电压为500V 似乎足够了。
但是建议使用一个额定电压为600V的MOSFET，因为经验显示这个600V MOSFET，能够承受浪涌测试，根据无损坏IEC61000-4-5标准，而500V类型则需要额外的浪涌电压限制器。
同样，这对於Boost二极管也是有效的。
这是因为电解质电容C5能够吸收大量能量，保护一个600V 器件，而不是500Ｖ器件。
Q1和D1的峰值电流和通过L1 的峰值电流是相同的，即4.5Ａ，而Q1的RMS 电流为∶D1的RMS 电流为∶尤其对於MOSFET，低功耗和峰值电流是选择某些器件的重要考虑因素。
经过一番计算，选择了一个最大RDSon约为0.45Ω@100℃的SuperFetTM FCP16N60。
Q1 的总功耗分成传导功耗和开关功耗。
传导功耗如下∶开关损耗进一步分为，由於源漏电容（加上寄生电容的，例如L1 和PCB）放电导致的功耗和由於开关过程中电流和电压重叠带来的功耗，以及D1反向恢复带来的功耗。
所有这三项都无法确切了解，但可以根据下面的表达式估计∶FCP16N60的COSS,eff是110pF，而杂散电容Cext估计为150pF。
50ns的交叉时间tcrossover 是一个合理的估计值，并且得到测量确认。
二极管反向恢复导致的功耗预计为2W。
最终，Q1 的总功耗是∶因此Q1散热器的最大热阻约为10℃/WD1传导功耗的计算和BR1相类似∶D1开关功耗估计在2W左右，得到试验确认。
二极管的总功耗为给二极管使用的一个合适散热片的热阻应该不超过25℃/W。
4、双管正激变换器图2∶正激变换器示意图图2是双管正激变换器。
在这个应用中，FAN4800的PWM部分运作在电流模式，控制一个双管正激变换器。
这个拓扑基本上和熟知的单管正激变换器相同。
但它的优点是，两晶体管中的任何一个漏极电压只需要等於PFC的直流输出电压。
相比之下，标准正激变换器需求两倍大小的漏极电压，差不多800-900V。
此外，对於双管正激变换器，变压器构造简单，便宜，因为它不需要复位绕组。
当然有缺点需要考虑∶使用的拓扑需要两个晶体管，其中一个的门极电压悬浮于高电压。
如果细看，这些问题都不是大问题，因为功率MOSFET 的导通阻抗正比於漏极电压，为2至2.5 倍。
这意味著两个晶体管，只须有一半耐电压同时只有一半导通阻抗，即可使用更少的矽面积得到相同的传导功耗。
所以两种解决方案的成本是相似的。
因为使用了门极驱动器FAN7382，第二缺点也没有了。
这个器件包含一个完全独立的低端和高端门极驱动器。
这是很重要的，因为在双管正激变换器中，所有的晶体管同时关闭和导通。
当导通时，能量转移到次级；当关闭时，变压器经复位二极管D217和D218被去磁化。
图3∶AN-4134电子数据表引用对於双管和单管正激来说，主要设计等式完全相同，所以飞兆半导体应用说明AN-4137及其相关的电子数据表，如图3所示 [2]，可用於考虑一些变化後的计算。
由於变换器直流电压由一个PFC预调节器产生，填入电子数据表的线路电压须选择适当，以获得正确的直流电压。
在这个应用中，284VRMS用於两个最低和最高线电压。
线频率并不影响计算。
接下来，考量直流母线电容大小（例如1000uF），因为使用到PFC，实际直流母线电容器两端的纹波电压相当小。
最高占空比也须严格小於0.5，允许变压器去磁化。
为了留下一些馀量，最大占空比选择为0.45。
由於已经有了单个晶体管正激的表单，np/nr比（Excel:Np/Nr)和最大额定MOSFET电压可以忽略。
输出滤波电感L5的电流纹波因素Krf 的选择，通常是一个反复的过程。
一方面，想使这个因素尽可能小，以减少初级和次级电流的RMS 和峰值。
另一方面，L5 不得过大。
因此，开始假设一个纹波因素，然後检查L5的配置结果是否可以接受。
在这次设计中，KRF值为0.21，L5的计算电感为40μH。
计算的绕组将完全填补一个EER2828磁环。
根据选择的KRF，通过Q205和Q206的电流的RSM和峰值如下∶如前所述，最高漏极电压稍微大於400V足够了，能有效使用额定电压为500V MOSFET。
其次，输出建议使用600V MOSFET，而不是一个浪涌电压限制器。
SUPERFETTM FCP7N60具有下列数据功耗能够很容易得到，与计算Q1功耗类似。
这里给出了一个功耗上限值。
在实际中，励磁电感的谐振和节电输出电容使电压降低到400V以下，Q206的功耗当然是完全相同的。
每一个MOSFET需要一个最大热阻为20℃/W的散热器。
电流感应电阻R233的值是这样选择的，最大峰值电流可能超过1.6A。
如果电阻值为0.56Ω，这个条件实现了但没有馀量。
出於这个原因，选择0.47Ω电阻，此时最大峰值电流为2.1A。
图4∶Buck变换器24V-12V的示意图电感L5，变压器，二次整流和滤波，都可以根据Excel表计算。
在工作表给出的变压器AP等式的帮助下，为变压器选择了一个EER2834磁环，绕组数据可在附录中查到。
整流二极管的反向电压计算值是57V，但是推荐使用一个指定最大电压至少100V的整流二极管。
为了减少传导和开关损耗，最好使用肖特基二极管。
RMS电流负载在电子数据表中给出，可以用来确定二极管；实际选择的是两个FYP2010DN二极管。
整流二极管D219和D220的平均电流为∶确定功耗的方法与BR1和D1的方法相同。
再次，每个二极管使用的散热器热阻不超过20℃/W。
5、 DC/DC 变换器如图所示的Buck 变换器工作在连续模式，由一个简单的，但是工作在100千赫的有效PWM 控制器控制。