LLC 电路基本原理分析及公式推导
LLC原理讲解
LLC原理讲解与传统PWM（脉宽调节）变换器不同，LLC是一种通过控制开关频率（频率调节）来实现输出电压恒定的谐振电路。
它的优点是：实现原边两个主MOS开关的零电压开通(ZVS)和副边整流二极管的零电流关断(ZCS)，通过软开关技术，可以降低电源的开关损耗，提高功率变换器的效率和功率密度。
学习并理解LLC，我们必须首先弄清楚以下两个基本问题：1.什么是软开关；2.LLC电路是如何实现软开关的。
由于普通的拓扑电路的开关管是硬开关的，在导通和关断时MOS管的Vds电压和电流会产生交叠，电压与电流交叠的区域即MOS管的导通损耗和关断损耗。
如图所示：为了降低开关管的开关损耗，提高电源的效率，有零电压开关(ZVS) 和零电流开关（ZCS)两种软开关办法。
1零电压开关 (ZVS)开关管的电压在导通前降到零，在关断时保持为零。
2零电流开关（ZCS)使开关管的电流在导通时保持在零，在关断前使电流降到零。
由于开关损耗与流过开关管的电流和开关管上的电压的成绩（V*I）有关，当采用零电压ZVS导通时，开关管上的电压几乎为零，所以导通损耗非常低。
►Vin为直流母线电压，S1，S2为主开关MOS管（其中Sc1和Sc2分别为MOS管S1和S2的结电容，并联在Vds上的二极管分别为MOS管S1和S2的体二极管），一起受控产生方波电压；►谐振电容Cr 、谐振电杆Lr 、 励磁电杆Lm一起构成谐振网络；►np，ns为理想变压器原副边线圈；►二极管D1, 二极管D2，输出电容Co一起构成输出整流滤波网络。
那么LLC电路是怎么实现软开关的呢？要实现零电压开关，开关管的电流必须滞后于电压，使谐振槽路工作在感性状态。
LLC 开关管在导通前，电流先从开关MOS管的体二极管（S到D）内流过，开关MOS 管DS之间电压被箝位在接近0V（二极管压降），此时让开关MOS管导通，可以实现零电压导通；在关断前，由于DS 间的电容电压为0V而且不能突变，因此也近似于零电压关断（实际也为硬关断）。
LLC电路基本原理分析及公式推导
Vin
Coss2 Lp Q2 D2
Vout
Q1 and Q2 are OFF (dead-time) D1 and D2 are OFF; V(D1)=VD(2)=0; transformer’s secondary is open I(Ls+Lp) charges COSS1 and discharges COSS2, until V(COSS2)=0; Q2’s body diode starts conducting I(D1) is exactly zero at Q1 switch off Phase ends when Q2 is switched on
Vin
Coss2 Lp Q2 D2
Vout
Q1 is OFF, Q2 is ON D1 is OFF, D2 is ON; V(D1)=-2·Vout Lp is dynamically shorted: V(Lp) =-n·Vout. Cr resonates with Ls, fr1 appears Output energy comes from Cr and Ls Phase ends when Q2 is switched off
Dead-time
Gate-drive signals
ZVS !
HB mid-point Voltage Resonant cap voltage Tank circuit current >0 Transformer currents
Magnetizing current V(D1)<0
Diode voltages I(D1)=0
CrΒιβλιοθήκη LsVinQ2Lp
Vout
LLC tank circuit
LLC集成变压器推导计算
LLC集成变压器推导计算LLC(L-L-C)集成变压器是一种绝缘变压器，由三个独立的电感器组成，分别是L1、L2和L3、它还包括两个电容器C1和C2以及一个输出变压器T。
LLC集成变压器在一些功率因数纠正电路和逆变器应用中非常常见。
在这个推导计算中，我们将使用一些基本电路理论来分析LLC集成变压器的性能。
首先，我们将定义一些符号：- Vin：输入电压- Vout：输出电压-Vc1,Vc2：分别是C1和C2的电压-IL1,IL2,IL3：分别是L1、L2和L3的电流-Io：输出电流-N1,N2：输入和输出变压器的匝数比现在，让我们开始推导计算LLC集成变压器。
1. 首先，我们可以利用电路分压原理来计算输入电压Vin与C1的电压Vc1之间的关系。
根据电路分压公式，我们可以得到以下方程：Vin = Vc1 + Vc22.接下来，我们可以利用电感器方程来计算各个电感器上的电流。
根据电感器方程，我们可以得到以下方程：Vc1 = L1 * diL1/dtVc2 = L2 * diL2/dtVout = L3 * diL3/dt3. 如果我们假设输出电流Io保持恒定，我们可以使用输出变压器的方程来计算输出电压Vout与输出电流Io之间的关系。
根据输出变压器方程，我们可以得到以下方程：Vout = N2 * Io * diL3/dt4. 最后，我们可以应用Laplace变换来得到传输函数，通过将所有未知量表示为频率域的复数变量。
通过代入以上方程，我们可以得到LLC集成变压器的传输函数：H(s) = Vout(s) / Vin(s) = (N2 * Io) / (s * (s * (L1 * L2 +L1 * L3 + L2 * L3) + (L1 + L2) * (C1 * (L1 * L2 + L1 * L3 + L2 * L3) + N2^2 * Io^2)))这个传输函数可以用于根据输入电压Vin和输出电流Io来计算LLC集成变压器的输出电压Vout。
llc 电路工作原理
llc 电路工作原理
LLC电路是一种用于变频调节的开关电源电路，它的工作基
于变压器的原理。
这种电路的核心是一个能够产生高频脉冲的开关器件，通常是MOSFET或IGBT。
通过控制开关管的通断状态，可以实现对输入电源的有效调节。
在LLC电路中，变压器的一侧接收输入电源信号，另一侧用
于输出可调节的直流电压。
开关管的开关状态由一个控制电路控制，该控制电路根据输出电压的变化来自动调节开关管的通断时间。
当输出电压低于设定值时，开关管开启，从而使得输入电源通过变压器传递能量到输出端。
当输出电压达到设定值时，开关管关闭，断开输入电源与输出端的连接。
LLC电路的工作原理可以通过以下几个步骤来解释：
1. 开始时，控制电路检测到输出电压低于设定值，发送信号给开关管。
2. 开关管导通，连接输入电源与变压器的输入端。
电流通过变压器的初级线圈，产生磁场。
3. 由于变压器的工作原理，磁场会在次级线圈中感应出电压，该电压经过整流和滤波后成为输出电压。
4. 控制电路检测输出电压达到设定值，发送信号给开关管。
5. 开关管截断，断开输入电源与变压器的连接。
由于电感的特性，变压器的磁场会崩溃，并使得次级线圈中的电流继续流动。
6. 根据电感的自感作用，电流通过磁场的能量得以传输到输出端。
7. 控制电路继续监测输出电压，如有需要，会再次控制开关管导通，周期性地实现能量传输。
通过这种方式，LLC电路能够实现高效、稳定的电能转换。
同时，由于采用了变频调节，可以通过调整开关管的通断时间来适应不同的负载要求，达到节能的目的。
LLC的工作原理
LLC半桥谐振电路的基本原理LLC谐振变换的直流特性为为零电压工作区和零电流工作区。
这种变换有两个谐振频率。
一个是Lr和Cr的谐振点，另个一个谐振点由LM,CR以及负载条件决定。
负载加重，谐振频率将会下降。
这两个谐振点的计算公式如下：考虑到尽可能提搞效率，设计电路时需把工作频率设定在FR1附件。
其中，FR1为CR,LR串联谐振腔的谐振频率。
当输入电压下降时，可以通过降低工作频率来获得较大的增益。
通过选择合适的谐振参数，可以让LLC谐振变换无论是负载变化或是输入电压变化都能工作在零电压的工作区内。
总体来说LLC半桥谐振电路的开关动作和半桥电路无异，但是由于谐振腔的加入，LLC半桥谐振电路中的上下MOS工作情况大不一样，它能实现MOS零电压开通。
其工作波形图如下：上图为理想半桥谐振电路工作波形图，图中，VGS1,VGS2分别是Q1,Q2的驱动波表，IR为谐振电感 LR电感电流波形，IM为变压器的励磁电感LM的电流波形，ID1和ID2分别是次级侧的输出整流二极管波形，IDS1则为Q1导通电流。
IDS2则为Q2导通电流.波形图根据不同工作状态被分成6个阶段，下面具体分析各个状态，LLC谐振电路工作情况：TO-T1: Q1 关断、Q2开通；这个时候谐振电感上的电流为负，方向流向Q2.在此阶段，变压器主电感不参与谐振，CR，LR组成谐振频率，输出能量来自于CR 和LR.这个阶段随着Q2关断而结束。
上图3为LLC半桥谐振电路在T0-T1工作阶段各个元器件工作状态。
T1-T2: Q1关断、Q2关断；此时为半桥电路死区时间，谐振电感上的电流仍为负，谐振电流对Q1的输出电容（COSS1)进行放电，并且对Q2的输出电容（COSS2)进行充电，直到Q2的输出电容的电压等于输入电压（VIN),为Q1下次导通创造零电压开通的条件。
由于Q1体内二极管此时处于正向偏置，而Q2的体内二极管处于反向偏置，两个电感上的电流相等。
输出电压比变压器二次侧电压高，D1\D2处于反向偏置状态，所以输出端与变压器脱离。
LLC工作原理分析
二、设计举列
2.0 设计步骤 2.1 举例
软开关简介
LLC开关管零电压开通
对于LLC而言，通常让开关管在电流为负时导通。在导通前，电流从开关管的体 内二极管流过，开关管D-S之间电压被箝位在0V（忽略二极管压降），此时开通MOS 管，可以实现零电压开通；在关断前，由于D-S间的电容电压为0v而且不能突变，因 此也近似于零电压关断。 要实现零电压开关，开关管的电压必须滞后于电流。因此必须使谐振回路始终工 作在感性状态。
fs>fR1时工作波形
当fs=fR1及fs>fR1时，励磁电感不参与谐振，其特性就是一个串联谐振的特性。
当fs>fR1时，LLC原边实现ZVS，副边实现ZCS，副边二极管工作在电流断续的状态。
fs>fR1时工作过程
在t0时刻前，Q1关断，Q2导通，谐振电流通过变压器耦合到副边，副边二极管D1关断，D2导通， 向负载传递能量。变压器两端的电压被输出箝位，励磁电流线性增大。
设计相关计算公式
举例
一、已知条件 输入电压范围：350—410Vdc 额定输入电压：395Vdc 额定输出电压：12Vdc（25A） 输出最大功率：Pout=300W 选择谐振频率：fr=115KHz 二、计算
问题讨论 一、输出电流不对称 目前知道有三种原因： 1.变压器输出两个绕组对次级的漏感不对称，可并绕解决。 2.PCB板上变压器与两整流管之间走线长度相差大，PCB排板注意。 3.驱动信号不对称，可试节驱动电路参数使其对称。
fs=fR1时工作过程
当Q1导通后，谐振电流通过Q1反向流通，谐振电流大于激磁电流，副边二极管D1导通向负 载提供能量。
随着谐振电流逐渐 增大，到t2时刻， 谐振电流为正，顺 向流过Q1，直至 Q1关断。
LLC电路基本原理分析及公式推导
LLC电路基本原理分析及公式推导LLC电路由LLC谐振电容器（C1，C2）和功率变压器（L1）组成。
当输入电压施加在谐振电容器上时，电容器开始充电。
同时，在电容器充电期间，电感器储存能量。
当电容器充电完毕后，电容器开始放电，电感器开始释放储存的能量。
由于谐振电容和电感在电路中的互连特性，电流和电压之间存在相位差，从而实现了电压和电流的变换。
在LLC电路中，我们需要推导出谐振频率和输出电压的公式。
1. 谐振频率（fr）的计算:在LLC电路中，谐振频率可以通过电感、谐振电容和输出电容的参数计算得出。
谐振频率的计算公式如下：\[f_r = \frac{1}{2\pi\sqrt{L_1(C_1 + C_2)}}\]2. 输出电压（Vout）的计算:在LLC电路中，输出电压的计算是通过电感、谐振电容和输入电压的参数计算得出。
输出电压的计算公式如下：\[V_{out} = \frac{N_1}{N_2} \cdot \frac{D}{1-D} \cdotV_{in}\]其中，N1和N2分别代表输入电感和输出电感的匝数，D代表占空比，Vin代表输入电压。
在设计LLC电路时，我们需要根据应用要求确定电感、谐振电容和输入电容的参数。
1.电感（L1）的选择:电感的选择主要取决于输出功率和应用电压。
通常，较大的输出功率和较高的应用电压需要选择较大的电感。
2.谐振电容（C1和C2）的选择:谐振电容的选择需要根据设计功率和应用电压来确定。
谐振电容的选择应当满足LLC电路的谐振频率要求。
3. 输入电容（Cin）的选择:输入电容的选择要根据应用要求和电压稳定性要求来确定。
输入电容一般起到平滑输入电压的作用，可减小输入电压的波动。
综上所述，LLC电路是一种利用电感和谐振电容在电路中的特性实现电流和电压变换的电力电子转换器。
通过计算谐振频率和输出电压的公式，可以根据设定参数来设计LLC电路的电感、谐振电容和输入电容的选择。
llc谐振开关电源电路原理
llc谐振开关电源电路原理LLC谐振开关电源电路原理LLC谐振开关电源电路是一种高效、稳定和可靠的电源设计方案，广泛应用于各种电子设备中。
本文将为您介绍LLC谐振开关电源电路的原理和工作方式。
LLC谐振开关电源电路由LLC谐振变压器、开关管、电容和电感等元件组成。
其工作原理基于LLC谐振拓扑结构，通过定时开关的方式将输入电源转换为所需的输出电压。
LLC谐振变压器是LLC电源电路的关键组件。
它由主绕组和副绕组组成，主要负责电压转换。
当输入电压施加到主绕组时，通过副绕组的电感和电容产生谐振，从而实现电压的转换。
谐振的频率由电感和电容的数值决定，通过合理选择电感和电容的数值，可以使LLC谐振变压器在高效、稳定的工作状态下运行。
开关管是LLC谐振开关电源电路的关键控制元件。
开关管的开关操作由控制电路控制，根据输入电压和输出负载的变化情况，控制电路会调整开关管的开关频率和占空比，以保持输出电压的稳定性。
开关管的开关操作使LLC谐振变压器工作在LLC谐振状态下，从而提高了电源的效率和稳定性。
电容和电感是LLC谐振开关电源电路中的重要元件，它们分别用于储存和释放能量。
电容通过吸收和储存电能，电感则通过积累和释放磁能。
它们与LLC谐振变压器共同实现了能量的转换和传递，从而实现了电源的高效工作。
总的来说，LLC谐振开关电源电路通过LLC谐振变压器、开关管、电容和电感等元件的协同工作，实现了输入电源到输出电压的转换。
其工作原理基于LLC谐振拓扑结构，通过合理选择电感和电容的数值，通过控制开关管的开关操作，使电源工作在LLC谐振状态下，从而提高了电源的效率和稳定性。
LLC谐振开关电源电路具有许多优点，例如高效、稳定和可靠。
相较于传统的开关电源电路，LLC谐振电路可以减少电源的能量损耗，提高电源的效率。
同时，LLC谐振电路还具有较低的输出电压波动和较高的输出电流能力，可以满足各种电子设备对电源的要求。
LLC谐振开关电源电路是一种高效、稳定和可靠的电源设计方案。
LLC工作原理分析
二、计算
举例
问题讨论 一、输出电流不对称
目前知道有三种原因： 1.变压器输出两个绕组对次级的漏感不对称，可并绕解决。 2.PCB板上变压器与两整流管之间走线长度相差大，PCB排板注意。 3.驱动信号不对称，可试节驱动电路参数使其对称。
谢谢大家！
当fR2<fs<fR1时，开关周期长于谐振周期，原边激磁电感将参与工作。这种工作状态，也正是LLC与传统的串联谐振电路的区 别所在。
fR2<fs<fR1工作过程 在t0时刻，上管Q1导通，下管关断。Lr与Cr谐振，谐振电流反向流过Q1，副边二极管D1导通，向负载提供能量。变压器 原边被输出箝位，励磁电流线性增大。
在t1时刻，谐振电流反向，正向通过Q1。
fR2<fs<fR1工作过程 由于fs<fR1,开关周期长于谐振周期。因此到t2时刻，谐振电流与谐振电流相等。副边二极管电流降为0，自然关断。此后， Lr,Cr与原边激磁电感Lm构成谐振，由于谐振频率很低，t2-t3的时间远小于开关周期，因此电流近似为线性变化。
二、求 1、计算变压器匝比：n 2、计算最大增益Mmax、最小增益Mmin 3、计算最大工作频率frmax、工作频最小频率frmin 4、计算Q、Cr、Lr、Lm
LLC原理讲解范文
LLC原理讲解范文LLC原理的基本原理是通过一个谐振电路(LC谐振)来实现能量的存储、交换和传输。
LLC电路主要由一个电感器(L)、一个电容器(C)和一个磁性元件（如变压器）组成，并通过一个开关元件进行控制。
LLC电路通过施加适当的电压和电流波形来实现能量转换和传输。
LLC电路的工作原理可以分为以下几个步骤：1.谐振过程：在初始时刻，当开关元件关闭时，电感器和电容器处于充电状态。
在这个过程中，电感器和电容器的电流和电压之间是正弦波的谐振状态。
2.能量存储：当开关元件打开时，电感器和电容器之间的能量开始存储在磁性元件中。
此时，电感器的电流递减，并将能量传输给电容器。
3.能量传输：当电容器达到峰值电压时，开关元件再次关闭，电容器开始释放能量。
该能量通过磁性元件传输给负载。
4.能量交换：在能量传输的同时，电容器也在充电，以供应下一个工作周期的能量需求。
这种能量交换和传输的循环可以持续进行。
LLC电路通过谐振电感器和电容器之间的能量交换，实现高效率和高品质的能量传输和转换。
它的一个重要特点是能适应不同输入/输出电压和功率的需求，从而具有较大的灵活性。
除了上述基本原理外，LLC原理还有几个关键特点和应用：1.零电压开关(ZVS)：LLC电路的开关元件在开启和关闭时能够实现零电压过渡，减少了开关过程中的功耗和电压损耗。
这也使得LLC电路具有高效率和低压降的特点。
2.谐振频率调谐：通过调节电容器和电感器的数值，可以调节LLC电路的谐振频率，以适应不同应用和工作条件。
这种频率调谐能力可以提高电路的稳定性和性能。
3.电源和逆变器应用：LLC电路广泛应用于电源和逆变器等领域，以实现高效能的能量转换和稳定的交流输出。
总结起来，LLC原理通过使用谐振电路实现能量的存储、传输和转换，具有高效能、高品质和灵活性的特点。
它的工作原理包括谐振过程、能量存储、能量传输和能量交换等步骤。
LLC电路常用于电源和逆变器等应用中，具有广泛的应用前景。
llc电路工作原理
llc电路工作原理
LLC电路是一种用于高频电源转换的开关电源拓扑结构。
它
由两个电感和一个电容组成。
LLC电路的工作原理基于谐振现象。
在工作周期的前半段，
开关管触发器打开，电压斜率上升，电流逐渐增加。
在电流达到峰值之后，开关管触发器关闭，电感的储能电流开始流动。
这一过程称为“主谐振”。
接下来，在工作周期的后半段，电容开始放电，使电感的储能电流逐渐减小。
这一过程称为“次谐振”。
通过不断循环这两个谐振过程，LLC电路可以实现高效
率的能量转换。
LLC电路具有以下几个特点：
1. 零电压开关（ZVS）：在电感和开关管之间使用电容来实现ZVS，能够减小开关损耗，提高效率。
2. 零电流开关（ZCS）：通过合理设计电感和电容的数值，可
以在开关过程中实现ZCS，减小开关管的开关损耗。
3. 无衍射器：LLC电路不需要使用衍射器，简化了电路结构，降低了成本。
4. 高效率：由于采用了ZVS和ZCS技术，LLC电路具有很高
的能量转换效率，可以达到90%以上。
总之，LLC电路通过合理控制电感和电容的数值，利用谐振
现象实现高效的能量转换。
它具有ZVS和ZCS特性，能够降
低开关损耗，提高效率。
同时，由于不需要衍射器，电路结构简化，成本也较低。
LLC电路基本原理分析及公式推导
LLC电路基本原理分析及公式推导首先，我们来了解LLC电路的拓扑结构。
LLC电路由一个电感(L)、两个电容(C1和C2)和一个变压器构成。
其中，电感L用于存储能量，电容C1和C2用于控制电流和电压，变压器用于匹配输入和输出电压。
f_res = 1 / (2 * pi * sqrt(L * C1 * C2))其中，f_res表示谐振频率，pi表示圆周率，sqrt表示平方根，L表示电感的值，C1和C2分别表示电容的值。
通过选择合适的电感和电容数值，可以实现所需的谐振频率。
在LLC电路中，变压器起到了关键作用。
变压器可以将输入电压和输出电压匹配起来，以实现能量的传输。
在LLC电路中，变压器的变换比(K)可以通过下述公式计算：K = sqrt(L2 / L1)其中，K表示变压器的变换比，L1和L2分别表示变压器的主和副电感。
通过调整变压器的变换比，可以实现输入和输出电压的匹配，从而实现高效的能量转换。
Vo / Vi = (L2 / L1) * (sqrt(C2 / C1) - 1)在LLC电路中，通过调整输入电压和输出电压的幅值，可以实现所需的能量转换。
综上所述，LLC电路是一种基于谐振原理的电路，通过合理选择谐振元件和变压器的参数，可以实现较高的转换效率和较低的功率损耗。
LLC电路的基本原理是利用谐振频率来实现能量的转换，通过变压器实现输入和输出电压的匹配，通过调整输入和输出电压的幅值来实现所需的能量转换。
以上就是对LLC电路基本原理的分析及公式推导的简要介绍。
需要注意的是，LLC电路还有许多细节和复杂的设计，如选取合适的元件、滤波网络的设计等，这些内容超出了本文的范围。
对于更深入的了解和具体的应用，建议进一步学习相关的电路理论和设计方法。
LLC电路基本原理分析及公式推导
LLC电路基本原理分析及公式推导LLC电路是一种用于电能转换和调节的拓扑结构，它结合了串联谐振（Series Resonant）和并联谐振（Parallel Resonant）的特性，可以实现高效率和高功率密度的电能转换。
本文将对LLC电路的基本原理进行分析，并推导出公式。
LLC电路包含两个并联的阻抗（Inductor, L和Capacitor，C），并通过谐振电容电感电路来调谐电路的频率。
此外，LLC电路还包含一个变压器（Transformer），用于提供输入电压变换和隔离。
LLC电路的基本原理是使输入电流和输出电流在不同的时间段内流过主开关器件（Primary Switches）和谐振电感（LL），以减小功率开关器件的开关损耗。
在输入电流的上升沿和下降沿期间，主开关器件关闭，输出电流由谐振电感提供；而在输入电流峰值期间，主开关器件打开，输出电流由主开关器件提供。
这样，LLC电路能够实现零电压和零电流开关（Zero Voltage Switching, Zero Current Switching），提高电路的效率。
为了推导LLC电路的工作原理，可以将其简化为以下等效电路：在电路的等效电路中，R是负载电阻，L1和C1是变压器的一侧电感和电容，L2和C2是变压器的另一侧电感和电容。
根据等效电路，可以推导出LLC电路的工作原理和关键参数。
首先，根据串联谐振电路的特性，可以得到谐振频率的公式：\[ f_r = \frac{1}{2\pi\sqrt{L1C1}} \]其中，L1是谐振电感的电感值，C1是谐振电容的电容值，fr是谐振频率。
接下来，根据并联谐振电路的特性，可以得到并联谐振电路的谐振频率公式：\[ f_r = \frac{1}{2\pi\sqrt{L2C2}} \]然后，根据电路等效电路可以得到输入电流Iin和输出电流Iout之间的关系：\[ \frac{Iin}{Iout} = \frac{L1}{L2} \]最后，根据电路的功率平衡方程可以得到输入电流Iin和输出电流Iout之间的关系：\[ Iin \cdot Vin = Iout \cdot Vout \]根据以上推导，可以得到LLC电路的关键参数：1.谐振频率：由L1和C1确定，可以根据电路的要求选择合适的电感和电容值来决定谐振频率。
很完整的LLC原理讲解
很完整的LLC原理讲解来源：ittbank与传统PWM（脉宽调节）变换器不同，LLC是一种通过控制开关频率（频率调节）来实现输出电压恒定的谐振电路。
它的优点是：实现原边两个主MOS开关的零电压开通(ZVS)和副边整流二极管的零电流关断(ZCS)，通过软开关技术，可以降低电源的开关损耗，提高功率变换器的效率和功率密度。
学习并理解LLC，我们必须首先弄清楚以下两个基本问题：1.什么是软开关；2.LLC电路是如何实现软开关的。
由于普通的拓扑电路的开关管是硬开关的，在导通和关断时MOS 管的Vds电压和电流会产生交叠，电压与电流交叠的区域即MOS管的导通损耗和关断损耗。
如图所示：为了降低开关管的开关损耗，提高电源的效率，有零电压开关(ZVS) 和零电流开关（ZCS)两种软开关办法。
1零电压开关 (ZVS)开关管的电压在导通前降到零，在关断时保持为零。
2零电流开关（ZCS)使开关管的电流在导通时保持在零，在关断前使电流降到零。
由于开关损耗与流过开关管的电流和开关管上的电压的成绩（V*I）有关，当采用零电压ZVS导通时，开关管上的电压几乎为零，所以导通损耗非常低。
►Vin为直流母线电压，S1，S2为主开关MOS管（其中Sc1和Sc2分别为MOS管S1和S2的结电容，并联在Vds上的二极管分别为MOS管S1和S2的体二极管），一起受控产生方波电压；►谐振电容Cr 、谐振电杆Lr 、励磁电杆Lm一起构成谐振网络；►np，ns为理想变压器原副边线圈；►二极管D1, 二极管D2，输出电容Co一起构成输出整流滤波网络。
那么LLC电路是怎么实现软开关的呢？要实现零电压开关，开关管的电流必须滞后于电压，使谐振槽路工作在感性状态。
LLC 开关管在导通前，电流先从开关MOS管的体二极管（S到D）内流过，开关MOS管D-S之间电压被箝位在接近0V（二极管压降），此时让开关MOS管导通，可以实现零电压导通；在关断前，由于D-S 间的电容电压为0V而且不能突变，因此也近似于零电压关断（实际也为硬关断）。
LLC谐振电路工作原理及参数设计
案例3：无线充电设备
描述
无线充电设备是一种通过电磁感应技术为电子设备充电的 设备。
工作原理
无线充电设备的发送端和接收端都使用了LLC谐振电路， 通过调整电路的频率和相位，实现高效的电能传输。
参数设计
在设计LLC谐振电路时，需要考虑充电设备的功率、效率 、安全性等参数，以确保充电设备能够满足用户需求，同 时保证使用安全。
CHAPTER 02
LLC谐振电路参数设计
操作频率
频率范围
根据应用需求，LLC谐振电路需要选择合适的操作频率。通常 ，较高的频率可以减小元件尺寸和寄生效应，但也会增加电 路的损耗。
频率稳定性
为了确保电路性能的稳定，需要选择具有良好频率稳定性的 元件和材料。
品质因数（Q值）
Q值定义
Q值是衡量LLC谐振电路性能的一个重要参数，它表示电路在谐振 频率处的无功功率与总平均功率耗散之比。
案例2：开关电源
描述
开关电源是一种将直流电压转换 为交流电压的电子设备，广泛应
用于各种电子设备中。
工作原理
开关电源中的LLC谐振电路用于 控制交流电的频率和相位，以实
现稳定的输出电压和电流。
参数设计
在设计LLC谐振电路时，需要考 虑输入和输出电压、电流等参数 ，以确保电源能够满足设备需求 ，同时提高电源的效率和稳定性
降低输入电压的损耗。
负载阻抗
负载阻抗定义
负载阻抗是LLC谐振电路输出端所连接的负载的电阻与电抗之比。
负载阻抗对电路性能的影响
选择合适的负载阻抗可以优化输出功率、效率和质量因数等性能指标。
CHAPTER 03
LLC谐振电路优化与控制
优化方法
01
02
全桥LLC串联谐振变换器的原理
全桥LLC 串联谐振变换器的原理1全桥LLC 串联谐振变换器的等效电路本文定义由L r 、C r 组成的LC 电路的谐振频率为：)2/(1r r r C L f π=L r 、L m 、C r 组成的LLC 电路谐振频率为：))(2/(1r m r m C L L f +=π（1）输出整流部分的等效电路：为了方便计算，假设滤波电容C f 够大，则输出电压没有纹波；又假设变压器是没有损耗的并且原边励磁电流是一个规则的正弦电流，这样副边二极管交替导通并且是零电流关断。
图2.2副边整流部分设开关的角频率为s ω，由于原边的输入电压V in 输入电流p i 有相同的相位，所以)sin()(1ϕω-≈t I t i s p p 变压器原边输入电压的幅值为nV 0，周期为s s f T /1=并且是方波信号。
当p i 大于零时，DR 1导通，当i p 小于零时，DR 2导通。
把V p 展开，得：)(sin 14)(...5,3,1ϕωπ-∑=∞=t n n nV t V s n o p 同理可得基波分量为：（1-1）（1-2）(1-3)(1-4))sin(4)(1ϕωπ-=t nV t V s op 由公式（1-3）、（1-5）可得等效电阻为：1114)sin()sin(4)()(p os p s op p ac I nV t I t nV t i t V R πϕωϕωπ=--==输出电流I o 为：πϕω12/012)sin(2p T s p s o nIdt t nI T I s =-=⎰电路中实际负载为：12p oo o L nI V I VR π==所以由（1-6）、（1-8）可得等效电阻为：Lac R nR 228π=（2）变换器等效电路图图2.3变换器交流等效电路图由图可知，假设输入有效值E in ，输出有效值是E 0，可得：inin V E π2=oo V n E π2=所以输入阻抗为：acm ac m r r j s in R s L R s L s C s L s Z s +⋅++==1)(ω传递函数H 为：(1-5)（1-6）（1-7）（1-8）（1-9）（1-10）（1-11）（1-12）ac m rr ac m in o j s R s L s C s L R s L E E s H s //1//)(++===ω定义特征阻抗为：rr r r r r o C f L f C L Z ππ212===品质因数为：Lo ac o R n Z R ZQ 228π==谐振频率为：rr r C L f ⋅=π21电感归一化量为：rmL LK =联立（1-13）、（1-14）、（1-15）、（1-16）、（1-17）得：sL r r in o j s C fR n f f j f fK E E s H s ππω218)1(1(111)(222222-+-+===即：Qff f f j f f K s H r r r j s s )()1(111)(22-+-+==ω又因为：inoinoin o V Vn V V n E E ⋅=⋅⋅⋅=ππ22所以：（1-13）（1-14）（1-15）（1-16）（1-17）（1-18）（1-19）（1-20）Qf fj f f K n E E n V V rr in o in o )()1(1111122+-+⋅=⋅=得到V o 与开关频率f 、输入电压V in 之间的关系为：inr r r o V Q ff f f f f K n V 22222()1(1111-+⎥⎦⎤⎢⎣⎡-+=所以输出增益o in V V Gain /=为：2222)1()11(111),,(Q f f f K K Q f Gain nn n n -+⎥⎦⎤⎢⎣⎡-+=其中r n f f f /=。
全桥llc谐振腔电流公式推导
全桥llc谐振腔电流公式推导全桥 LLC 谐振腔电流公式的推导可不像做个简单的算术题那么轻松，这可得好好捋一捋。
咱们先来说说为啥要研究这个全桥 LLC 谐振腔电流公式。
就拿咱们日常用的电脑电源来说吧，里面就可能用到了这种技术。
要是能把这电流公式搞清楚，就能更好地设计电源，让电脑运行得更稳定，也能更节能。
要推导这个公式，咱得先从基本的电路元件说起。
想象一下，电容就像一个能储存电荷的小水库，电压越高，存的电荷就越多；电感呢，就像一个惯性很大的小火车，电流变化越急，它反抗得就越厉害。
在全桥 LLC 谐振腔中，有电感、电容，还有电源。
电源就像一个不知疲倦的大力士，不停地推动着电荷流动。
咱们假设电源的电压是恒定的，这就好比大力士一直用同样的力气在推。
然后咱们来看电感和电容是怎么相互作用的。
当电流通过电感时，电感会产生一个自感电动势来阻碍电流的变化。
而电容则会根据电压的变化来吸收或者释放电荷。
比如说，有一次我在实验室里调试一个全桥 LLC 谐振腔电路，一开始怎么都不对，电流乱跳，仪器的读数也乱七八糟。
我那叫一个着急啊，头发都快被我抓掉了一大把。
后来我静下心来，仔细检查每个元件的参数，重新计算，才发现是一个电容的数值标错了。
这可让我深刻体会到了，哪怕一个小小的参数错误，都能让整个电路乱套。
咱们继续说公式推导。
根据基尔霍夫定律，流入一个节点的电流之和等于流出这个节点的电流之和。
对于全桥 LLC 谐振腔，我们可以列出一系列的方程。
然后通过一些复杂的数学运算，比如求导、积分，把这些方程慢慢化简、变形，最终就能得到我们想要的电流公式。
这个过程就像是解开一个复杂的谜题，每一步都需要小心翼翼，不能出错。
不过，这推导出来的公式可不能就这么放在那里不管了。
还得用实际的数据去验证它的准确性。
就像我们做饭，菜谱有了，做出来还得尝尝味道对不对。
总之，全桥 LLC 谐振腔电流公式的推导是一个既需要理论知识，又需要实践经验的过程。
只有不断地探索和尝试，才能真正掌握其中的奥秘。
llc谐振电路工作原理
llc谐振电路工作原理LLC谐振电路是一种基于电容、电感和电阻的谐振电路，其工作原理可以被描述为通过谐振频率将能量在电容和电感之间交换，以产生高电压、高效率的电源。
该电路通常用于匹配高压、高功率的电源和负载，例如在交流/直流转换器、逆变器和变压器中等应用。
这种电路的名称“LLC”代表着电感-电容-电容，并使用特殊的变压器进行分担电压和电流。
谐振的频率取决于电感、电容和电阻的值。
在输入电压下，电容和电感之间形成一种交替存储和释放能量的过程，这种能量在转换器输出负载时被释放。
LLC谐振电路的第一个阶段是开关，其目的是将直流电压转换为高频交流电压。
此时电感处理交流电流，同时两个电容存储电荷；电容在开关关闭时起缓存作用，电感接收电流，这样就会形成一个“极头谐振”（头部针配合转子头，造成了高频谐振的效果）。
LLC谐振电路的第二个阶段是谐振，此时电容和电感之间频繁切换并储存和释放电荷。
在谐振过程中，电流的瞬间增加造成能量存储，然后随着电容和电感的切换而释放能量。
这种能量转换可以使电路实现高效率，同时还可以减少开关和电容器的损耗。
LLC谐振电路的第三个阶段是整流，此时谐振波形已被输出到变压器，然后通过整流电路输出给负载。
这种电路还可以使用控制芯片来保护短路和过压，并快速消除电流激发噪声。
总结起来，LLC谐振电路能够高效地将电能转换成所需的形式，并且使用较少的开关和电容器，因此更加节约成本。
这种电路的设计需要考虑各种电阻、电容和电感的值，以及适当的变压器选择，并通过模拟和测试验证。
相信随着技术的不断发展，LLC谐振电路在各个领域的应用会越来越普及和广泛。
LLC开关电源原理
LLC开关电源原理
1.主要组成部分：
2.输入端的滤波电容和滤波电感器：
滤波电容和电感器的作用是为了减小输入端的纹波电流和电压，提供稳定的直流电源。
3.输入整流电路：
输入整流电路通过桥式整流电路将交流电转换成直流电，并通过MOSFET等开关管进行开关操作。
4.电容电压倍增电路：
电容电压倍增电路是LLC开关电源中比较重要的一部分，其作用是将输入端的直流电压通过电容的电荷和放电来实现电压倍增。
5.输出变压器：
输出变压器是LLC开关电源的最后一个部分，主要通过变压器的升压和降压来得到所需的输出电压。
变压器中的绕组的比例可以根据需要来决定输出电压的高低。
6.工作原理：
在LLC开关电源中，输入端的直流电压经过电容电压倍增电路后，通过开关管的开关操作转换成高频的交流电信号，并经过输出变压器升降压后得到所需的输出电压。
-工作阶段：在工作阶段，开关管处于导通状态，输出端的电感储能并提供给负载，从而实现能量的传递。
-关断阶段：在关断阶段，开关管处于关断状态，电容器开始放电，此时负载得到能量供应。
整个过程中，开关管的开关操作由控制电路控制，控制电路会根据输入端和输出端的电压情况来进行调整，以实现输出电压的稳定。
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Simplified Analysis and Design of Series-resonant LLC Half-bridge ConvertersMLD GROUPINDUSTRIAL & POWER CONVERSION DIVISIONOff-line SMPS BU Application LabI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabPresentation Outline•LLC series-resonant Half-bridge: operation and significant waveforms•Simplified model (FHA approach)•300W design exampleI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabSeries-resonant LLC Half-Bridge Topology and featuresQ1CrLsVinQ2 LpLLC tank circuit Preferably integrated into a singlemagnetic structure3 reactive elements, 2 resonant frequencies1f r12⋅π⋅Ls⋅Crf>fr1r2Center-tapped output with full-wave rectification(low voltage and high current)VoutVoutSingle-ended output withbridge rectifiication(high voltage and low current)Multiresonant LLCtank circuitVariable frequency controlFixed50%duty cycle for Q1&Q2Deadtime between LGandHGtoallow MOSFET’s ZVS@turnonfsw≈fr,sinusoidal waveforms:lowturnofflosses,low EMIEqual voltage¤t stressforsecondary rectifiers;ZCS,then norecovery lossesNooutputchoke;cost savingIntegrated magnetics:both L’scanbe realized with thetransformer.Highefficiency:>96%achievablefr212⋅π⋅(Ls+Lp)⋅CrI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabLLC Resonant Half-bridgeWaveforms at resonance (f sw = f r1)Dead-timeGate-drivesignalsHB mid-pointVoltageResonant capvoltage Tank circuit current is sinusoidal Magnetizing current is triangularTransformercurrentsDiodevoltagesOutput currentCCM operationDiodecurrentsI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabSwitching details at resonance (f sw = f r1)Dead-time Gate-drivesignalsZVS !HB mid-pointVoltageResonant capvoltageTank circuit current >0Magnetizing current Transformer currentsV(D1)<0Diodevoltages I(D1)=0 ZCS !DiodecurrentsI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabOperating Sequence at resonance (Phase 1/6) 1/6Q Q Q1 ONQ2 OFFQ1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2VoutLpQ2D2Q1is OFF,Q2is OND1is OFF,D2is ON;V(D1)=2VoutLp is dynamically shorted:V(Lp)=nVout.Cr resonates with Ls,f r1appearsOutputenergy comes from Cr andLsPhase ends when Q2is switched offI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabOperating Sequence at resonance (Phase 2/6) 2/6Q1 OFF Q2 ON Q1 ONQ2 OFFQ1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2VoutLpQ2D2Q1andQ2areOFF(deadtime)D1andD2areOFF;V(D1)=V(D2)=0;transformer’s secondary is openI(Ls+Lp)charges C OSS2anddischargesC OSS1,until V(C OSS2)=Vin;Q1’sbodydiodes tarts conducting,energy goes backto VinI(D2)is exactly zeroatQ2switch offPhase ends when Q1is switched onI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabOperating Sequence at resonance (Phase 3/6) 3/6Q1 OFF Q2 ON Q1 ONQ2 OFFQ1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2VoutLpQ2D2Q1is ON,Q2is OFFD1is ON,D2is OFF;V(D2)=2VoutLp isdynamicallyshorted:V(Lp)=nVout.CrresonateswithLs,f r1appearsI(Ls)flows throughQ1’sR DS(on)backtoVin(Q1is workinginthe3rd quadrant)Phase ends when I(Ls)=0I&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabOperating Sequence at resonance (Phase 4/6)4/6Q1 OFF Q2 ONQ1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2VoutLpQ2D2Q1is ON,Q2is OFFD1is ON,D2is OFF;V(D2)=2VoutLp isdynamicallyshorted:V(Lp)=nVout.CrresonateswithLs,f r1appearsI(Ls)flows throughQ1’sR DS(on)from Vinto groundEnergy is taken from Vin andgoes to VoutPhase ends when Q1is switched offI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabOperating Sequence at resonance (Phase 5/6)5/6Q1 OFF Q2 ON Q1 ONQ2 OFFQ1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2VoutLpQ2D2Q1andQ2areOFF(deadtime)D1andD2areOFF;V(D1)=VD(2)=0;transformer’s secondary is openI(Ls+Lp)charges C OSS1anddischargesC OSS2,until V(C OSS2)=0;Q2’sbodydiodestarts conductingI(D1)is exactly zeroatQ1switch offPhase ends when Q2is switched onI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabOperating Sequence at resonance (Phase 6/6)6/6Q1 OFF Q2 ON Q1 ONQ2 OFFQ1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2VoutLpQ2D2Q1is OFF,Q2is OND1is OFF,D2is ONLp isdynamicallyshorted:V(Lp)=nVout.CrresonateswithLs,fr1appearsI(Ls)flows throughQ2’sR DS(on)(Q2isworkinginthe3rd quadrant)Outputenergy comes from Cr andLsPhase ends when I(Ls)=0,Phase1starts I&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabWaveforms above resonance (f sw > f r1)Dead-timeGate-drivesignalsHB mid-pointVoltageResonant capvoltage Tank circuit current Magnetizing current is triangularTransformercurrentsSinusoid @ f=f r1 ~ Linear portionDiodevoltagesOutput currentCCM operationDiodecurrentsI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabLLC Resonant Half-bridgeSwitching details above resonance (f sw > f r1)Dead-time Gate-drivesignalsZVS !HB mid-pointVoltageResonant capvoltage Tank circuit current >0 Slope ~ -(Vc-n·Vout)/LsMagnetizing currentTransformercurrentsV(D1)<0Diodevoltages ZCS ! Output currentI(D1)=0DiodecurrentsI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabLLC Resonant Half-bridgeOperating Sequence above resonance (Phase 1/6) 1/6Q Q Q1 ONQ2 OFFQ1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2VoutLpQ2D2Q1is OFF,Q2is OND1is OFF,D2is ON;V(D1)=2VoutLp is dynamically shorted:V(Lp)=nVout.Cr resonates with Ls,f r1appearsOutputenergy comes from Cr andLsPhase ends when Q2is switched off I&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabLLC Resonant Half-bridgeOperating Sequence above resonance (Phase 2/6) 2/6Q1 OFF Q2 ON Q1 ONQ2 OFFQ1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2VoutLpQ2D2Q1andQ2areOFF(deadtime)D1andD2areOFF;V(D1)=V(D2)=0;transformer’s secondary is openI(Ls+Lp)charges C OSS2anddischargesC OSS1,until V(C OSS2)=Vin;Q1’sbodydiodes tarts conducting,energy goes backto VinV(D2)reverses as I(D2)goes to zeroPhase ends when Q1is switched onI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabOperating Sequence above resonance (Phase 3/6)3/6Q1 OFF Q2 ON 1 ON2 OFFQ1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2VoutLpQ2D2Q1is ON,Q2is OFFD1is ON,D2is OFF;V(D2)=2VoutLp isdynamicallyshorted:V(Lp)=nVout.CrresonateswithLs,f r1appearsI(Ls)flows throughQ1’sR DS(on)backtoVin(Q1is workinginthe3rd quadrant)Phase ends when I(Ls)=0I&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabOperating Sequence above resonance (Phase 4/6)4/6Q1 OFF Q2 ON QQQ1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2VoutLpQ2D2Q1is ON,Q2is OFFD1is ON,D2is OFF;V(D2)=2VoutLp isdynamicallyshorted:V(Lp)=nVout.CrresonateswithLs,f r1appearsI(Ls)flows throughQ1’sR DS(on)from Vinto groundEnergy is taken from Vin andgoes to VoutPhase ends when Q1is switched off I&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabOperating Sequence above resonance (Phase 5/6)5/6Q1 OFF Q2 ON Q1 ONQ2 OFFQ1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2VoutLpQ2D2Q1andQ2areOFF(deadtime)D1andD2areOFF;V(D1)=VD(2)=0;transformer’s secondary is openI(Ls+Lp)charges C OSS1anddischargesC OSS2,until V(C OSS2)=0;Q2’sbodydiodestarts conductingOutputenergy comes from CoutPhase ends when Q2is switched onI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabOperating Sequence above resonance (Phase 6/6)6/6Q1 OFF Q2 ON Q1 ONQ2 OFFQ1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2VoutLpQ2D2Q1is OFF,Q2is OND1is OFF,D2is ONLp isdynamicallyshorted:V(Lp)=nVout.CrresonateswithLs,fr1appearsI(Ls)flows throughQ2’sR DS(on)(Q2isworkinginthe3rd quadrant)Outputenergy comes from Cr andLsPhase ends when I(Ls)=0,Phase1starts I&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabWaveforms below resonance (f sw < f r1)Dead-timeGate-drivesignalsHB mid-pointVoltageResonant capvoltage Tank circuit current Magnetizing currentSinusoid @ f=f r2TransformercurrentsSinusoid @ f=f r2Diodevoltages Output currentDCM operationDiodecurrentsI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabLLC Resonant Half-bridgeSwitching details below resonance (f sw < f r1)Dead-time Gate-drivesignalsZVS !HB mid-pointVoltage Resonant cap voltageTank circuitcurrent = Magnetizing current >0 Portion of sinusoid @ f=f r2TransformercurrentsV(D1)<0DiodevoltagesZCS ! Output currentI(D1)=0DiodecurrentsI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabOperating Sequence below resonance (Phase 1/8) 1/8Q1 ON Q2 OFF Q1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2VoutLpQ2D2Q1is OFF,Q2is OND1is OFF,D2is ON;V(D1)=2VoutLp is dynamically shorted:V(Lp)=nVout.Cr resonates with Ls,f r1appearsOutputenergy comes from Cr andLsPhase ends when I(D2)=0Operating Sequence below resonance (Phase 2/8) 2/8Q1 OFF Q2 ON Q1 ONQ2 OFFQ1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2VoutLpQ2D2Q2is ON,Q1is OFFD1andD2areOFF;V(D1)=V(D2)=0;transformer’s secondary is openCr resonates with Ls+Lp,f r2appearsOutputenergy comes from CoutPhase ends when Q2is switched offOperating Sequence below resonance (Phase 3/8) 3/8Q1 OFF Q2 ON Q1 ONQ2 OFFQ1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2VoutLpQ2D2Q1andQ2areOFF(deadtime)D1andD2areOFF;V(D1)=V(D2)=0;transformer’s secondary is openI(Ls+Lp)charges C OSS2anddischargesC OSS1,until V(C OSS2)=Vin;Q1’sbodydiodes tarts conducting,energy goes backto VinPhase ends when Q1is switched onI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabOperating Sequence below resonance (Phase 4/8) 4/8Q1 OFF Q2 ON Q1 ONQ2 OFFQ1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2VoutLpQ2D2Q1is ON,Q2is OFFD1is ON,D2is OFF;V(D2)=2VoutLp isdynamicallyshorted:V(Lp)=nVout.CrresonateswithLs,f r1appearsI(Ls)flows throughQ1’sR DS(on)backtoVin(Q1is workinginthe3rd quadrant)Energy is recirculating into VinPhase ends when I(Ls)=0Operating Sequence below resonance (Phase 5/8) 5/8Q1 OFF Q2 ON Q1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2VoutLpQ2D2Q1is ON,Q2is OFFD1is ON,D2is OFF;V(D2)=2VoutLp isdynamicallyshorted:V(Lp)=nVout.CrresonateswithLs,f r1appearsI(Ls)flows throughQ1’sR DS(on)from Vinto groundEnergy is taken from Vin andgoes to VoutPhase ends when I(D1)=0Operating Sequence below resonance (Phase 6/8)6/8Q1 OFF Q2 ON Q1 ONQ2 OFFQ1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2VoutLpQ2D2Q1is ON,Q2is OFFD1andD2areOFF;V(D1)=V(D2)=0;transformer’s secondary is openCr resonates with Ls+Lp,f r2appearsOutputenergy comes from CoutPhase ends when Q1is switched offOperating Sequence below resonance (Phase 7/8)7/8Q1 OFF Q2 ON Q1 ONQ2 OFFQ1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2VoutLpQ2D2Q1andQ2areOFF(deadtime)D1andD2areOFF;V(D1)=VD(2)=0;transformer’s secondary is openI(Ls+Lp)charges C OSS1anddischargesC OSS2,until V(C OSS2)=0,then Q2’sbodydiode starts conductingOutputenergy comes from CoutI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabOperating Sequence below resonance (Phase 8/8)8/8Q1 OFF Q2 ON Q1 ONQ2 OFFQ1 OFFQ2 ONQ1Coss1VinLsCr n:1:1D1CoutCoss2VoutLpQ2D2Q1is OFF,Q2is OND1is OFF,D2is ONLp isdynamicallyshorted:V(Lp)=nVout.CrresonateswithLs,fr1appearsI(Ls)flows throughQ2’sR DS(on)(Q2isworkinginthe3rd quadrant)Outputenergy comes from Cr andLsPhase ends when I(Ls)=0,Phase1startsI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabCapacitive mode (f sw ~ f r2): why it must be avoidedCapacitivemodeis encountered when f sw gets close to f r2Although incapacitivemodeZCScanbe achieved,however ZVSis lost,which causes:Hardswitching ofQ1&Q2:highswitching losses atturnonandvery highcapacitivelosses atturn offBodydiode ofQ1&Q2is reverserecovered:highcurrent spikes atturnon,additionalpowerdissipation;MOSFETswill easily blow up.Highlevel ofgenerated EMILarge andenergetic negativevoltage spikes intheHBmidpoint that may causethecontrolICto failAdditionally,feedbackloop sign could change from negativeto positive:Incapacitivemodetheenergy vs.frequency relationship is reversed Converteroperatingfrequencywouldrunawaytowardsitsminimum(ifMOSFETshavenotblownupalready!)I&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabWaveforms in capacitive mode (f sw ~ f r2)Dead-timeGate-drivesignalsHB mid-pointVoltageResonant capvoltage Tank circuit current is piecewise sinusoidal Magnetizing currentSinusoid @ f=f r2Transformercurrents Sinusoid @ f=f r1DiodevoltagesOutput currentDiodecurrentsI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabSwitching details in capacitive mode (f sw ~ f r2)Gate-drivesignalsHARD SWITCHING !Very high voltage on Cr!HB mid-pointVoltage Resonant cap voltageMagnetizing currentTank circuit current is <0Transformer currentsCurrent is flowing in Q1’s body diode Q1’s body diode is recoveredDiodevoltagesOutput currentDiodecurrents I&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabApproximate analysis with FHA approach: BasicsBASICPRINCIPLES Input sourceC SN (ControlledSwitch Network)Resonant tankIdealtransformerUncontrolledrectifierLow-passfilterLoadCSNprovides asquare wave voltage atafrequency fsw,deadtimes are neglectedResonant tank responds primarily to its fundamental component,then: Tank waveforms areapproximated by their fundamental components Uncontrolled rectifier+lowpass filter’s effect is incorporated into theload.VinQ1Q2Cr Lsa:1Cout RLpVoutVinVin2Q1 ONQ2 OFF 0Q1 OFFQ2 ON2πVinNote:Cr is both resonant anddc blocking capacitorIts ac voltage is superimposed onadc componentequal to Vin/2(duty cyle is50%for both Q1andQ2) I&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabLLC Resonant Half-bridgeEquivalent model with FHA approachTheactualcircuitturnsintoanequivalentlinearcircuitwheretheacresonanttankis excitedbyaneffectivesinusoidalinputsourceanddrivesaneffectiveresistiveload. Standardacanalysiscanbeusedtosolvethecircuit Functions ofinterest:InputImpedance Z in (j ω)andForward TransferFunction M(j ω).It is possible to showthat thecomplete conversion ratioVout/Vin is:controlled switchrectifier withM (j ω)low-pass filterdc outputiiIS Routvac resonant tankRVout RRe8 = aR 2 Re2πdc inputIinvSZin (jω)⇒Vin2v S=Vin⋅sin(2π⋅fs⋅t)πVoutVin=M(jω) 2 2 1I=i cos(ϕ)=v Rein S Zs SππIout=2πa iRi ThisresultisvalidforanyresonanttopologyI&PC Div. - Off-line SMPS Appl. LabLLC Resonant Half-bridge Transformer model (I)Physical model All-Primary-Side equivalent model used for LLC analysisL1 Ideal Transformer L L2aLn:1:1 Sec. leakageinductanceLs Ideal Transformera:1:1Prim. leakage inductance LµSec. leakageinductanceLpMagnetizing inductance LL2bResults from theanalysis ofthemagnetic structure(reluctance modelappraach)nis theactual primarytosecondary turnratioL models themagnetizing flux linking all windings L L1models theprimary flux not linked to secondary L L2a andL L2b modelthesecondary flux not linked to primary;symmetrical windings:L L2a=L L2b APSequivalent model:terminalequations arethe same,internal parameters aredifferentais not theactual primarytosecondary turnratioLs is theprimary inductance measured with all secondaries shorted outLp is thedifference between theprimaryinductance measured with secondaries openandLsNOTE:L L1+L=Ls+Lp=L1primary winding inductance I&PC Div. - Off-line SMPS Appl. Lab。