器件模型
基本元件及其模型
mA
毫安电流表
μA
微安电流表
电流表及其 分流电阻（分流器）
A
V
电压表
开关元件
船形开关 板键开关
波段开关
钮子开关
负载元件举例
二极管元件D
灯泡 B
扬声器（喇叭）SPK
集成电路、功率器件及散热元件举例
功率器件
集成电路器件 散热元件
电容1
电解电容器CD 有极性 电容器
电容2
无极性电容器
交流电容器
电容3
基本元件及其模型
电池、电源E
+
+
-
-
电阻器R模型1
电阻器
电阻器
片式电阻
电阻 阵列
电阻器模型2
电位器 滑变电阻器 推拉式带开关 电位器
非线性 电阻
t
可调电阻RW
热敏电阻
特种电阻,假负载
锰铜片电阻 （负温度特性）
工作时电阻值保持不变，常 用作模拟电阻（假负载）
分流电阻（分流器）
假负载
电流表、电压表
自复保险丝
电感器模型
铜心 电感器 螺线管 线圈L 铁心线圈 铁氧体 电感器
可调电感器
中周变压器
可调 电感器
半可调 电感器
非线性 电感器
变压器Tr
空心 变压器
铁心 变压器
铜心 变压器
三相电力 变压器
纸质电容器CZ 陶瓷电容器CC 交流电容器 电解电容器CD
钽电容器CA
云母电容器CY
可变电容器1
以陶瓷为介质,动片与定片镀银层,转 动动片,改变相对位置,改变电容量
可调 电容器
可变电容器CW
圆弧表 示动片
半可调 电容器 (微调)源自可变电容器2差动电容器 双联电容器
Spice器件模型
SPICE的器件模型大全在介绍SPICE基础知识时介绍了最复杂和重要的电路描述语句，其中就包括元器件描述语句。
许多元器件（如二极管、晶体管等）的描述语句中都有模型关键字，而电阻、电容、电源等的描述语句中也有模型名可选项，这些都要求后面配以.MODEL起始的模型描述语句，对这些特殊器件的参数做详细描述。
电阻、电容、电源等的模型描述语句语句比较简单，也比较容易理解，在SPICE基础中已介绍，就不再重复了；二极管、双极型晶体管的模型虽也做了些介绍，但不够详细，是本文介绍的重点，以便可以自己制作器件模型；场效应管、数字器件的模型过于复杂，太专业，一般用户自己难以制作模型，只做简单介绍。
元器件的模型非常重要，是影响分析精度的重要因素之一。
但模型中涉及太多图表，特别是很多数学公式，都是在WORD下编辑后再转为JEPG图像文件的，很繁琐和耗时，所以只能介绍重点。
一、二极管模型：1.1 理想二极管的I-V特性：1.2 实际硅二极管的I-V特性曲线：折线1.3 DC大信号模型：1.4 电荷存储特性：1.5 大信号模型的电荷存储参数Qd：1.6 温度模型：1.7 二极管模型参数表：二、双极型晶体管BJT模型：2.1 Ebers-Moll静态模型：电流注入模式和传输模式两种2.1.1 电流注入模式：2.1.2 传输模式：2.1.3 在不同的工作区域，极电流Ic Ie的工作范围不同，电流方程也各不相同：2.1.4 Early效应：基区宽度调制效应2.1.5 带Rc、Re、Rb的传输静态模型：正向参数和反向参数是相对的，基极接法不变，而发射极和集电极互换所对应的两种状态，分别称为正向状态和反向状态，与此对应的参数就分别定义为正向参数和反向参数。
2.2 Ebers-Moll大信号模型：2.3 Gummel-Pool静态模型：2.4 Gummel-Pool大信号模型：拓扑结构与Ebers-Moll大信号模型相同，非线性存储元件电压控制电容的方程也相同2.5 BJT晶体管模型总参数表：三、金属氧化物半导体晶体管MOSFET模型：3.1 一级静态模型：Shichman-Hodges模型3.2 二级静态模型（大信号模型）：Meyer模型3.2.1 电荷存储效应：3.2.2 PN结电容：3.3 三级静态模型：3.2 MOSFET模型参数表：一级模型理论上复杂，有效参数少，用于精度不高场合，迅速粗略估计电路二级模型可使用复杂程度不同的模型，计算较多，常常不能收敛三级模型精度与二级模型相同，计算时间和重复次数少，某些参数计算比较复杂四级模型BSIM，适用于短沟道（<3um）的分析，Berkley在1987年提出四、结型场效应晶体管JFET模型：基于Shichman-Hodges模型4.1 N沟道JFET静态模型：4.2 JFET大信号模型：4.3 JFET模型参数表：五、 GaAs MESFET模型：分两级模型（肖特基结作栅极）GaAs MESFET模型参数表：六、数字器件模型：6.1 标准门的模型语句：.MODEL <(model)name> UGATE [模型参数]标准门的延迟参数：6.2 三态门的模型语句：.MODEL <(model)name> UTGATE [模型参数]三态门的延迟参数：6.3 边沿触发器的模型语句：.MODEL <(model)name> UEFF [模型参数] 边沿触发器参数：JKFF nff preb,clrb,clkb,j*,k*,g*,gb* JK触发器，后沿触发DFF nff preb,clrb,clk,d*,g*,gb* D触发器，前沿触发边沿触发器时间参数：6.4 钟控触发器的模型语句：.MODEL <(model)name> UGFF [模型参数] 钟控触发器参数：SRFF nff preb,clrb,gate,s*,r*,q*,qb* SR触发器，时钟高电平触发DLTCH nff preb,clrb,gate,d*,g*,gb* D触发器，时钟高电平触发钟控触发器时间参数：6.5 可编程逻辑阵列器件的语句：U <name> <pld type> (<#inputs>,<#outputs>) <input_node>* <output_node>#+<(timing model)name> <(io_model)name> [FILE=<(file name) text value>]+[DATA=<radix flag>$ <program data>$][MNTYMXDLY=<(delay select)value>] +[IOLEVEL=<(interface model level)value>]其中：<pld type>列表<(file name) text value> JEDEC格式文件的名称，含有阵列特定的编程数据JEDEC文件指定时，DATA语句数据可忽略<radix flag> 是下列字母之一：B 二进制O 八进制X 十六进制<program data> 程序数据是一个数据序列，初始都为0PLD时间模型参数：七、数字I/O接口子电路：数字电路与模拟电路连接的界面节点，SPICE自动插入此子电路子电路名（AtoDn和DtoAn）在I/O模型中定义，实现逻辑状态与电压、阻抗之间的转换。
元器件的模型符号
元器件的模型符号
元器件的模型符号通常用于电路图的绘制和设计，以表示不同类型的电子元器件。
以下是一些常见元器件的模型符号示例：
1. 电阻（Resistor）：用一个长方形表示，两端带有两个引出线。
2. 电容（Capacitor）：用两个平行的长方形表示，中间用一条线连接，两端带有两个引出线。
3. 电感（Inductor）：用一个绕成螺旋形状的长方形表示，两端带有两个引出线。
4. 二极管（Diode）：用一个箭头形状的符号表示，箭头的一端为阳极，另一端为阴极。
5. 晶体管（Transistor）：用三个引出线的符号表示，其中一个为基极，一个为集电极，一个为发射极。
6. 集成电路（Integrated Circuit）：用一个矩形表示，内部包含多个元器件的电路。
7. 开关（Switch）：用一个长方形表示，中间有一条横线，可以表示开关的闭合和断开状态。
8. 电池（Battery）：用两个平行线表示，中间用加号连接，一端为正极，另一端为负极。
这些只是一些常见元器件的模型符号示例，实际上还有很多其他类型的元器件，它们的符号可能会有所不同。
在电路图中，正确使用元器件的模型符号是非常重要的，以便清晰地表示电路的结构和功能。
multisim12.0元器件模型参数详解
Multisim12.0元器件模型参数详解电阻模型参数R 电阻倍率因子TC1 线性温度系数TC2 二次温度系数电容模型参数C 电容倍率因子VC1 线性电压系数VC2 二次电压系数TC1 线性温度系数TC2 二次温度系数电感模型参数L 电感倍率因子IL1 线性电流系数IL2 二次电流系数TC1 线性温度系数TC2 二次温度系数二极管模型参数IS 饱和电流RS 寄生串联电阻N 发射系数TT 渡越时间CJO 零偏压PN结电容VJ PN结自建电势M PN结剃度因子EG 禁带宽度XT1 IS的温度指数FC 正偏耗尽层电容系数BV 反向击穿电压（漆点电压）IBV 反向击穿电流（漆点电流）KF 闪烁躁声系数AF 闪烁躁声指数双极晶体管（三极管）IS 传输饱和电流EG 禁带宽度XTI（PT）IS的温度效应指数BF 正向电流放大系数NF 正向电流发射系数VAF（VA）正向欧拉电压IKF （IK）正向漆点电流ISE（C2）B-E漏饱和电流NE B-E漏饱和电流BR 反向电流放大系数NR 反向电流发射系数VAR（VB）正想欧拉电压IKR 反向漆点电流ISC C4 B-C 漏饱和电流NC B-C漏发射系数RB 零偏压基极电阻IRB 基极电阻降致RBM/2时的电流RE 发射区串联电阻RC 集电极电阻CJE 零偏发射结PN结电容VJE PE 发射结内建电势MJE ME 集电结剃度因子CJC 零偏衬底结PN结电容VJC PC 集电结内建电势MJC MC 集电结剃度因子XCJC Cbe 接至内部Rb的内部CJS CCS 零偏衬底结PN结电容VJS PS 衬底结构PN结电容MJS MS 衬底结剃度因子FC 正偏势垒电容系数TF 正向渡越时间XTF TF随偏置变化的系数VTF TF随VBC变化的电压参数ITF 影响TF的大电流参数PTF 在F=1/（2派TF）Hz时超前相移TR 反向渡越时间XTB BF和BR的温度系数KF I/F躁声系数AF I/F躁声指数Is=14.34f 反向饱和电流。
GANHEMT器件的模型分析及振荡抑制
GANHEMT器件的模型分析及振荡抑制2023-11-19目录•GANHEMT器件概述•GANHEMT器件的模型分析•GANHEMT器件的振荡抑制技术•GANHEMT器件的优化设计及实例分析•总结与展望GANHEMT器件概述GANHEMT器件的基本原理基于氮化镓（GaN）材料的HEMT（High Electron MobilityTransistor）器件，具有高电子迁移率、高频率响应和低噪声等优点。
通过栅极电压控制沟道中的电子密度，实现开关操作。
由于GaN材料具有较高的电子迁移率，GANHEMT 器件具有较高的频率响应，适用于高频信号处理。
高频率响应低噪声性能高功率处理能力由于其结构特点，GANHEMT器件具有较低的噪声性能，对信号的干扰较小。
由于GaN材料具有较高的电子迁移率和浓度，GANHEMT器件具有较高的功率处理能力。
030201GANHEMT器件的特点GANHEMT器件的高频率响应使其在高频通信领域具有广泛的应用，如卫星通信、5G通信等。
高频通信GANHEMT器件的高功率处理能力和低噪声性能使其在雷达系统中具有优势，如军用雷达、民用雷达等。
雷达系统GANHEMT器件的高频率响应和低噪声性能使其在电力电子领域具有广泛应用，如开关电源、电力控制系统等。
电力电子GANHEMT器件的应用场景GANHEMT器件的模型分析数学模型静态模型分析通常采用电路分析方法，将GANHEMT器件等效为一个电路模型，如RC等效电路，通过提取元件参数得到模型的数学表达式。
器件结构GANHEMT器件的结构包括源极、漏极、栅极和中间层等部分，其静态模型分析主要关注器件的直流特性，如电流-电压特性、电容-电压特性等。
模型验证静态模型分析的结果可以通过实验数据进行验证，通过对比实验结果与模型预测结果，对模型进行修正和优化。
GANHEMT器件的动态特性包括时间响应、频率响应和稳定性等，这些特性对于电路的性能和稳定性具有重要影响。
第二讲-PSpice中的器件模型和模型参数
PSpice中的模型和模型参数库一．PSpice中的模型参数库二．模型描述格式半导体器件模型描述格式子电路模型描述格式三．以已有模型为基础新建模型描述四．为实际元器件提取模型参数、建立模型描述3．模型类别（按照建模方式划分）(1) 元器件物理模型(2) 子电路宏模型(3) 黑匣子宏模型4. 目前研究的问题(1) 提高模型精度。
(2) 建立新器件的模型。
(3) 提高模型参数提取精度。
5．PSpice中的模型参数库(1) PSpice软件数据库中提供有三万多个元器件的模型参数；分别存放在一百多个模型参数库文件（扩展名为LIB）；一．PSpice中的模型参数库5．PSpice中的模型参数库(1) PSpice软件数据库中提供有三万多个元器件的模型参数；分别存放在一百多个模型参数库文件（扩展名为LIB）；每个模型参数库文件都对应有一个元器件符号库文件(以OLB为扩展名)，存放不同元器件的符号图。
一．PSpice中的模型参数库5．PSpice中的模型参数库(1) PSpice软件数据库中提供有三万多个元器件的模型参数；分别存放在一百多个模型参数库文件（扩展名为LIB）；每个模型参数库文件都对应有一个元器件符号库文件(以OLB为扩展名)，存放不同元器件的符号图。
注意：这两类库文件存放的子目录不相同。
元器件符号库文件所在的路径元器件模型参数库文件所在的路径注意：只有上述库文件中的元器件符号才配置有模型参数一．PSpice中的模型参数库5．PSpice中的模型参数库(1) PSpice软件数据库中提供有三万多个元器件的模型参数；分别存放在一百多个模型参数库文件（扩展名为LIB）；每个模型参数库文件都对应有一个元器件符号库文件(以OLB为扩展名)，存放不同元器件的符号图。
注意：这两类库文件存放的子目录不相同。
(2) 用户绘制电路图时实际调用的是元器件符号库中的元器件符号图。
调用PSpice进行模拟仿真时软件自动从对应的模型参数库中调用相应的模型参数。
第七章Pspice与器件模型
第七章 Pspice与器件模型
3. 蒙特卡罗分析和最坏情况分析
蒙特卡罗分析是对电路所选择的分析<直流、 交流、 瞬态> 进行了多次运行后,进行的统计分析. 第一次运行是用所有元器件 的标称值进行运算的. 而以后的运行, 则是根据每个模型语句内 对各个元器件模型参数的容差规定, 随机选取在其容差限度内偏 离其标称值的不定值进行的运算. 将各次运行结果同第一次运行 结果进行比较, 得出由于元器件的容差而引起输出结果偏离的统 计情况.
第七章 Pspice与器件模型
Spice在计算中采用了精确半导体器件模型、 稀疏矩阵等 技术, 在数学和物理上的概念非常清晰并具有很高的精确度, 良 好的通用性, 并能模拟不同类型的电路. 但目前Spice还存在以 下一些不足:
<1> Spice用网表的文本方式输入电路的描述.要构造一个 网表, 设计者首先要数出电路的所有节点, 然后建立文件去描述 电路的连接和元件值. 为此, 用户首先要学会使用计算机的操作 系统和文件编辑器, 还要掌握各种专用命令.所以开始阶段用户 会感到不便.
<4> Every<值>: 产生每轮中的n次运行的输出; <5> Runs<值>: 仅产生所列出的运行次数的输出; <6> <值>在*Value中输入. 设置好后, 单击OK 按钮使该设置生效.
第七章 Pspice与器件模型
4. 瞬态分析
瞬态分析主要分析电路在接通电源后的一个短暂时间内的 行为. 在Transient Analysis栏中填入打印步长、终止时间等. Detailed Bias Pt被选择时, 可以打印出偏置工作点的细节; Skip initial transient solution 被选择时, 则在瞬态分析之前不必计算偏 置工作点.
集成电路中的器件及模型chap3-1
S (b ) NMOS D G
D PMOS S
S (c)
D
S (d )
D
MOS管阈值电压
Conditions – 阈值电压VT
S + VGS G D
n+
n+
n-channel p-substrate B
Depletion Region
NMOS晶体管VGS为正， 显示耗尽区和感应的沟道 EE141
4
13
（二）窄沟效应 （1 ）有效沟道宽度： 1. 鸟嘴 2. 场注 （2 ）沟宽方向上的边缘场使耗尽电荷增加
14
（三）迁移率变化 （1 ）影响迁移率的因素 1. 2. 3. 4. 载流子的类型 随掺杂浓度增加而减小 随温度增加而减小 随沟道纵向、横向电场增加而减小
（2 ）迁移率的纵向电场退化 （3 ）迁移率的横向电场退化
VGS - V T
VDS
20
ID与VGS 的关系
21
漏极电流和电压关系
饱和电流和VGS关系，长沟道器件中是平方关系 短沟道降低VGS不会像长沟晶体管那样显著
6 5 4 ID (A) 3 2 1 0 0 x 10
-4
VGS= 2.5 V
x 10 2.5
-4
VGS= 2.5 V
2
Resistive Saturation VDS = VGS - VT
1 VDD / 2
VDD / 2
VDD
V 3 VDD 7 dV (1 VDD ) I DSAT (1 V ) 4 I DSAT 9
Mos管等效电阻与电源电压VDD关系
7 x 10
5
6 5
1.电阻反比于器件的 (W/L)。晶体管的宽度 加倍则使电阻减半（因 IDSAT与W/L成正比）
集成电路器件模型课件
器件模型的参数与特性
参数
器件模型的参数反映了器件的电气特 性，如电流、电压、电容、电阻等。
特性
器件模型的特性包括静态特性和动态 特性，静态特性指器件在工作点附近 的电气特性，动态特性指器件在输入 信号变化时的响应特性。
版图验证
生成的版图需要进行验证，以确保其与器件模型的一致性 和正确性。这一过程通常需要使用仿真软件进行模拟和分 析。
优化设计
在版图设计过程中，可以利用器件模型进行优化设计。例 如，可以优化版图的布局、布线和参数，以提高电路的性 能和可靠性。
05
集成电路器件模型的发展趋
势与挑战
新型器件材料的模型研究
高性能计算在器件模型中的应用
数值模拟
高性能计算为集成电路器件模型的数值 模拟提供了强大的计算能力。通过数值 模拟，可以更精确地预测器件性能，优 化设计参数，缩短研发周期。
VS
并行计算
为了提高计算效率和精度，并行计算在高 性能计算中扮演着重要角色。通过并行计 算，可以实现大规模集成电路器件模型的 快速求解，提高计算结果的可靠性。
集成电路器件模型课 件
• 集成电路器件模型概述 • 常用集成电路器件模型 • 集成电路器件模型的建立与验证 • 集成电路器件模型的仿真与应用
目录
• 集成电路器件模型的发展趋势与 挑战
• 集成电路器件模型案例分析
目录
01
集成电路器件模型概述
定义与分类
定义
集成电路器件模型是描述集成电 路中各种器件电气特性的数学模 型，用于模拟和预测器件在实际 工作条件下的行为和性能。
分类
根据器件类型和应用领域，集成 电路器件模型可分为二极管模型 、晶体管模型、电阻器模型、电 容器模型等。
二极管模型和模型参数--完成
（d）考虑到击穿区的倍增效应，反向电流还应“叠加”下述表达式： -IBV exp [-q (VA+BV)/kT] 说明：该表达式类比二极管正向电流表达式的形式。 其中反向电流为IBV时的结电压定义为二极管的击穿电压BV。
I
Li
uW F
(2) Spice 中的 PN 结二极管电流表达式（不是推导，而是工程“构造”） ID统一表达式 ID=Area
{I [
S
qV exp ( a ) 1 NkT
][
I KF
I KF qV I S [exp ( a ) 1] NkT
]
1 2
+ ISR[exp(qVA/NRkT)-1][(1-
Va 2 M/2 ) +0.005] VJ
－IBV exp [-q (VA+BV)/NBVkT] 几点说明
}
① Area称为“面积因子”，其作用后面单独说明。 ② 考虑到实际情况下理想模型的指数项中分母不一定是1kT， 势垒产生 复合模型的指数项中分母不一定是2kT，因此表达式中引入了参数N 和NR。显然，N和NR的默认值分别为1和2。NBV的含义类似。 电流到特大电流范围的电流； ③ 表达式中第一行反映的是理想模型和大注入效应，因此描述了中等 表达式中第二行描述的是势垒产生复合作用。其中第二个方括号描 述的是势垒区宽度随结电压的变化； 表达式中第三行描述的是反向击穿以及倍增作用。
（1）ID：描述流过结 I-V 特性的电流源
ME
不同情况下的二极管电流基本表达式(复习) ID=IS[exp(qVA/kT)-1]
XD
等于下述表达式：
（b）考虑到势垒区的产生和复合效应，是 PN 结电路还应该在理想模型
Pspice器件模型参数说明
Pspice 器件模型参数说明1、二极管模型及主要参数二极管模型参数如表1所示 名称 符号 SPIC 名称 单位 缺省值 反向饱和电流(Saturation current) I S IS A 10-14 欧姆电阻(Ohmic resistance) R S RS Ω 0 发射系数(Emission coefficient) n N 1 渡越时间(Transit time) τT TT s 0 零偏置电容(Zero-bias junction capacitance) C j0 CJ0 F 0 结电压(Junction potential) V 0 VJ V 1 电容梯度因子(Grading coefficient) m M 0.5 反向击穿电压(Reverse breakdown voltage) V ZK BV V ∞ 反向击穿电流(Current at breakdown voltage) I ZK IBV A 10-10仿真时采用理想二极管，参数不需要设置。
参数说明：I S ：PN 结反向扩散电流，该值远小于PN 结反向（漏）电流，因为它为包括反向空间电荷区产生的电流、表面复合电流、表面沟道电流和表面漏导电流。
n ：一般n =1，测量：正向特性线性区 )/ln(2121D D D D I I V V kT q n −=C j0: CD =C d +C j =m nU U V U C eI U )1()1(0D 0j s TTTD −+−τ0j T T 2)1(TDC e I U nU Us+−≈τV 0：0.7-0.8Vm : 0.3-0.5, 一般为0.332、 稳压管模型及主要参数模型参数如表1所示，参数设置如下： V ZK =U Z I ZK =I Zmin3、 晶体管模型及主要参数模型参数如表2所示名称符号 SPIC 名称 单位 缺省值 传输饱和电流 I S IS A 10-16 正向电流增益 βF BF100 反向电流增益 βR BR 1集电极电阻 R CC’ RC Ω 0 发射极电阻 R EE’ RE Ω 0 基极电阻R BB’ RB Ω 0 理想正向渡越时间τF TFs 0理想反向渡越时间 τR TR s 0 发射结零偏置势垒电容 C je0 CJE F 0 发射结电容梯度因子 m BEJ MJE 0.33 发射结内建电势 V 0e VJE V 0.75 集电结零偏置势垒电容 C jc0 CJC F 0 集电结零偏置势垒电容 m BCJ MJC 0.33 集电结零偏置势垒电容 V 0c VJC V 0.75一般参数设置如下：RB: r bb’RE, RC: 一般设为0 V 0e : =U BE , 一般为0.7V V 0c : 一般为0.75V其它参数说明：0je me0BE 0je je C 2)V U 1(C C ≈−=，此处m BE 约为0.5mc 0CB 0)V U 1(C C +=μμ，此处m BC 约为0.2-0.5 参数设置经验：C je0=0.5C π，C jc0=C μ=C ob4、 MOSFET 模型及主要参数i D 与u GS 、u DS 之间的关系：2GS(th)DO n 2GS(th)GS n 2GS(th)GS n D 2DS DS GS(th)GS n D oxn n n 2GS(th)GS ox n D ox ox oxoxox U I k )U U (k )U U )(L W('k 21i U 21U )U U )[(L W ('k i C 'k )L W()U U )(L W )(C (21i )T (T C =−=−=−−==−==恒流区：可变电阻区：沟道宽长比载流子迁移率，二氧化硅厚度二氧化硅介电常数，μμμεε模型参数设置：KP=k n ’， VT0=阈值电压U GS(th)。
CDM模型
带电器件CDM模型1974年Speakman[[i]]提出了因器件本身积累静电而迅速放电造成元件,如一个集成电路损坏的可能性。
这类失效从此称为带电器件失效模型。
例如从非防静电的包装袋内取出集成电路并把它放在导电平面时发生的ＥＳＤ。
由于带电器件模型在装配与测试中成为主要的失效模型，所以这种模型在1980年进行了许多论述。
试验结果表明，通过模拟双列式封装（DIP）管的处理产生的摩擦起电导致大部分静电积累在引线上。
管脚上电荷的典型值为3ｎC，塑料包装上的电荷小于0.2ｎC 。
这表明大部分电荷就象在导体上一样可以移动。
通常情况下，器件为集成电路、混合器件或其它对地有电容的组件。
带电器件模型如图3-24 (a)所示。
CD是器件对地电容，RD 是芯片消耗瞬时能量呈显的电阻。
LD是引线的电感。
对地放电通路也包含相似的元件，如图3-24 (ｂ)所示。
RP 是通路对地的电阻，CP是对地电容，LP 是对地的任何电感。
在许多实际条件下，很小可忽略。
由于RP很小或者足够大的CP使得通路对地阻抗很低。
其放电上升时间小于1nS,持续时间小于10纳秒带电器件分类：带电器件模型放电电流波形：带宽大于3.5Ghz数字示波器，探头5Ghz, 50 Ohms电缆带宽大于1Ghz数字示波器[i]Speakman T S. A model for the failure of bipolar silicon integrated circuits subjected toelectrostatic discharge. International Reliability Physics Symposium Proceedings, 1974人体模型(HBM)人体静电是引起静电损失和发生意外爆炸的最主要和最经常的因素，因此国内外对产品的防静电危害要求都是以防人体静电为主，并建立了人体模型（Human Body Model - HBM），HMB是ESD模型中建立最早和最主要的模型之一。
集成电路器件及SPICE模型通用课件
场效应管的SPICE模型
场效应管SPICE模型是模拟场效应管特性的数学模型。
场效应管SPICE模型包括沟道电流、阈值电压等参数，用于模拟场效应管在电路 中的行为。
集成电路器件SPICE模型的参数提取与优化
异构集成与三维集成中的SPICE模型挑战
随着集成电路技术的发展，异构集成和三维集成已经成为趋势。在异构集成和三维集成中， 不同材料和器件之间的相互作用和耦合效应更加复杂，因此需要更加精细的SPICE模型来模 拟。
现有的SPICE模型主要是针对单一器件或单一材料的仿真而设计的，因此在异构集成和三维 集成中需要进行改进和扩展。这需要研究新的建模方法和参数提取技术，以适应不同材料和 器件之间的耦合效应。
电阻器
电阻器是限流元件，用于调节 电路中的电流和电压，分为线 绕、薄膜和厚膜电阻器等类型。
电容器
电容器是储能元件，用于隔直、 滤波和旁路等作用，分为陶瓷、
薄膜和电解电容器等类型。
集成电路器件的工作原理
双极型晶体管工作原理
双极型晶体管利用载流子的扩散与漂移运动 控制电流，具有电流放大作用。
二极管工作原理
优化设计
基于SPICE模型的仿真结果，可以对 电路设计进行优化，改进电路的性能 指标，降低功耗和提高稳定性。
元件匹配与版图布局
元件匹配
SPICE模型可以模拟元件之间的匹配 情况，帮助设计者找到元件的最佳配 置，以确保电路性能的稳定。
版图布局
利用SPICE模型进行版图布局的模拟， 可以预测元件之间的耦合效应和信号 干扰，从而优化版图设计。
VS
效率
- 1、下载文档前请自行甄别文档内容的完整性，平台不提供额外的编辑、内容补充、找答案等附加服务。
- 2、"仅部分预览"的文档,不可在线预览部分如存在完整性等问题,可反馈申请退款(可完整预览的文档不适用该条件!)。
- 3、如文档侵犯您的权益，请联系客服反馈,我们会尽快为您处理(人工客服工作时间：9:00-18:30)。
SiGe HBT器件模型与分析摘要:分别在不同基极掺杂浓度、集电极掺杂浓度、发射极掺杂浓度和不同Ge 组分含量的情况下,运用半导体器件模拟软件—MEDICI ,对SiGe HBT 器件的直流特性和频率特性进行了数值模拟,得出了SiGe HBT 器件的集电极电流IC 、基极电流IB 、电流增益β和截止频率f T 变化的初步规律。
关键词:SiGe HBT ;电流增益;截止频率;掺杂浓度;数值模拟The Device model and analysis of SiGe HBTAbstract :DC and AC characteristics of SiGe HBT were simulated by two2dimensional device numerical simula2tion software —MEDICI. The characteristic parameters were simulated in different base doping concentration , col2lector doping concentration , emitter doping concentration and different Ge content , respectively. The primary rulesof collector current I C , base current I B , current gainβand cut2off frequency f T of SiGe HBT were concluded.Key words :SiGe HB T ;current gain ;cut2off f requency ;doping concent ration ;numerical simulation1.引言随着移动通信、微波通信、卫星通信、雷达系统、电子对抗系统、精密制导系统、灵巧武器导引头系统、智能武器系统等高技术的发展,对性能优良的微波、大功率、低噪声固态器件及其微波单片集成电路的需求日益增强。
Si Ge HB T 器件具有频率高、噪声低、传输快、电流增益大、良好的低温性能及易与现有的成熟Si 工艺兼容、易集成等特点,因而可广泛用于数字、模拟、RF 及微波电路。
运用MEDICI 软件,分别在不同基极掺杂浓度、集电极掺杂浓度、发射极掺杂浓度和不同Ge 组分含量的情况下,对SiGe HB T 器件的直流特性和频率特性进行了数值模拟研究,得到SiGe HB T 器件的集电极电流I C 、基极电流I B 、电流增益β和截止频率f T 变化的初步规律。
通过对SiGe HB T 器件的数值模拟,为进行器件辐射效应的数值模拟研究奠定基础,从而为抗辐射加固优化设计提供技术支持和理论指导。
2.器件物理模型同所有NPN 双极器件一样,Si/ Si1 - x Ge x / Si 异质结双极型晶体管(发射区和集电区为Si ,基区为Si1 - x Ge x ) 的输出电流(集电极电流I C) 依赖于正偏压下B2E(基极2发射极) 结处电子从n 型发射区注入到p 型基区的数目。
在基区内,作为少数载流子的电子通过扩散和漂移朝C2B (集电极2基极) 结方向运动,通常C2B 结处于零偏或反偏压,在这种偏压下,电子被pn结的高电场扫入n 型的集电极区。
基极电流( I B ) 由两部分组成:B2E 结处于正偏压下,空穴从基区注入进发射区;基区中过剩载流子—电子的一部分与空穴的复合。
在现代器件中,少数载流子的寿命很长,而基区的渡越时间相当短,所以几乎在所有情况下,基极电流以前者为主。
对共发射极的SiGe HBT 器件而言,集电极电流同基区电流之比( I C/ I B ) 称之为电流增益β。
Si/ Si1 - x Ge x / Si 异质结双极型晶体管相对于Si 双极型晶体管,基区的禁带宽度较窄,降低了导带的势垒高度,因而在偏压V BE下,提高了集电极电流。
因为价带偏移较小,空穴从基区注入回发射区所经过的势垒几乎不变,所以发射极效率提高了,因而大大提高了电流增益β。
截止频率f T 是指电流增益下降到1 (即0 dB) 时所对应的频率,也称特征频率,它是垂直方向上电子穿越器件整个区域的输运速度的量度。
本文模拟的SiGe HBT 器件是在共发射极运行方式下工作,其截止频率f T 可表示为:f T = 1/ (2πτee ) (1)τee =τed +τbc +τ b +τSCR +τ c (2)式中:τee为载流子从发射极到集电极总渡越时间,τed为发射区延迟时间,τbc为BC 结耗尽层电容通过CB 结电阻充放电时间,τ b 为基区渡越时间,τSCR为载流子通过BC结耗尽区的渡越时间,τ c 为BC 结耗尽层电容通过集电极串联电阻和发射极串联电阻的充放电时间。
半导体器件的数值模拟是指依据器件结构和工艺参数,对平面和非平面结构的半导体器件的稳态、瞬态和交流特性进行二维数值分析;采用数值分析方法直接求解半导体器件的基本方程,得到器件结构中静电势、电子浓度和空穴浓度的分布函数,以此获得器件的伏安特性和各种器参数,从而深入了解影响器件性能的各种因素,以便控制器件性能和进行器件优化设计。
本文对SiGe HBT 器件模拟时,考虑少数载流子寿命与载流子浓度相关,选用MEDICI 软件中与载流子浓度相关的迁移率模型(CONMOB) 、与载流子浓度相关的肖特基2里德2霍尔复合模型(CONSRH) 、能带变窄模型(BGN) 以及俄歇复合模型(AUGER) 等;数值方法用牛顿(Newton)耦合算法求解半导体器件物理的3 个基本方程(泊松方程、载流子连续性方程、电流密度方程) 。
3.数值模拟与分析Si Ge HB T 器件在不同的基区掺杂浓度下,集电极电压V C 为10 V ,基极电压V B 从0 递增0.8V ,集电极电流I C 和基极电流I B 分别随基极电压的变化;电流增益β和截止频率f T 随集电极电流I C 的变化。
可见,在一定的发射区、集电区掺杂浓度和基区Ge 含量下(发射区掺杂浓度N E 为3 ×1020 cm- 3 ,集电区掺杂浓度N C 为1 ×1016 cm- 3 ,基区Ge 含量为15 %) ,随着基区掺杂浓度N B 的变化( N B 分别取1 ×1019 cm- 3 ,5 ×1018 cm- 3 ,1 ×1018 cm- 3 ,8 ×1017cm- 3 ) ,集电极电流I C 随着基区掺杂浓度N B 的减小而增大, Si Ge HB T 器件的I C 与N B 呈反比关系相吻合;基极电流I B 随着基区掺杂浓度N B的减小在V B 大于0. 2 V 小于0. 45 V 时增大,大于0. 45 V 时减小。
电流增益β随着基区掺杂浓度N B 的减小而增大,这是由于N E/ N B在一定程度上影响着发射结的注入效率, N B 减小则N E / N B 增大,从而β增大;当集电极电流I C 增大到一定程度后,β急剧下降,这是因为I C 趋于饱和以及Kirk 效应的发生。
到截止频率f T 随着基区掺杂浓度N B 的减小而增大,这是由于N B 的减小,基区载流子迁移率增大,基区渡越时间减小[1 ] ,从而f T 增大。
SiGe HB T 器件在不同的集电区掺杂浓度下,集电极电压V C 为10 V ,基极电压V B 从0 递增至0. 8 V ,集电极电流I C 和基极电流I B 分别随基极电压的变化,电流增益β和截止频率f T 随集电极电流I C 的变化关系。
在一定的发射区、基区掺杂浓度和基区Ge含量下(发射区掺杂浓度N E 为3 ×1020 cm- 3 ,基区掺杂浓度N B 为1 ×1019 cm- 3 , 基区Ge 含量为15 %) ,随着集电区掺杂浓度N C的变化( N C 分别取1 ×1017 cm- 3 ,5 ×1016 cm- 3 ,1 ×1016 cm- 3 ,5 ×1015 cm- 3 ),电流增益β随着集电区掺杂浓度N C 的减小而减小,这是由于N C 的减小,引起基区扩展的集电极电流密度减小,从而使β减小;截止频率f T 随着集电区掺杂浓度N C 的减小而减小,这是由于N C 的减小,集电极耗尽区的渡越时间增大,从而f T 增大。
Si Ge HB T 器件在不同的发射区掺杂浓度下,集电极电压V C 为10 V ,基极电压V B 从0 递增至0. 8 V ,集电极电流I C 和基极电流I B 分别随基极电压的变化关系。
在一定的集电区、基区掺杂浓度和基区Ge 含量下(集电区掺杂浓度N C 为1 ×1016 cm- 3 ,基区掺杂浓度N B 为1 ×1019 cm- 3 ,基区Ge 含量为15 %) ,随着发射区掺杂浓度N E 的变化( N E 分别取5 ×1020 cm- 3 ,3 ×1020 cm- 3 ,8×1019 cm- 3 ,1 ×1019cm- 3 ) ,电流增益β随着发射区掺杂浓度N E 的增大而增大,这是由于N E ( N E ≥N B )的增大, N E / N B 增大,从而β增大;截止频率f T 随着发射区掺杂浓度N E 的减小,在I C 增大到使f T 取最大值之前后先增大后减小。
4.小结针对一种新型SiGe HBT 建立了器件物理模型,运用MEDICI 软件,分别在不同基极掺杂浓度、集电极掺杂浓度、发射极掺杂浓度和不同Ge 组分含量的情况下,对该SiGe HBT 器件的直流特性和频率特性进行了数值模拟研究。
得到SiGe HBT 器件的集电极电流I C 、基极电流I B 、电流增益β和截止频率f T变化的初步规律。
5.参考文献:[ 1 ] 余金中译. Erich Kasper 主编. 锗硅的性质[M] . 北京:国防工业出版社,2002. [ 2 ] 张万荣等. Si/ SiGe/ Si HBT 频率特性的解析模型与模拟[J ] .固体电子学研究与进展. 1998 ,18 (3) .[ 3 ] 张卓勋等. 硅PIN 光电探测器光电特性的模拟计算[J ] . 半导体光电,2005 ,26 (增刊) .[ 4 ] AVANT . MEDICI User’s Manual . 1998.[ 5 ] 刘志农. 高电压微波功率SiGe HBT 研究[D] . 清华大学博士论文. 2003.。