集成电路器件及SPICE模型

a，w 取微米单位 单匝线圈版图
14
多匝螺旋形线圈电感值计算公式为：
(ro ri ) 2 N 2 L[ pH ] 25.4(60ro 28ri )
式中：ri=螺旋的内半径，微米， r0=螺旋的外半径，微米， N=匝数。
15
电感
电感精度：电感模型
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传输线电感 获得单端口电感的另一种方法是使用长度l<l/4λ 波长的短电传输线(微带或共面波导)或使用长度 在l/4λ< l<l/2λ范围内的开路传输线。
GP小信号模型与EM小信号模型十分一致， 只是参数的值不同而已。
39
6.1 无源器件结构及模型 6.2 二极管电流方程及SPICE模型
6.3 双极晶体管电流方程及SPICE模型
6.4 结型场效应管JFET模型
6.5 MESFET模型
6.6 MOS管电流方程及SPICE模型
6.7 SPICE数模混合仿真程序的设计流程及方法
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相对于微带线，CPW的优点是： 1）工艺简单，费用低，因为所有接地线均在上表面 而不需接触孔。 2）在相邻的CPW之间有更好的屏蔽，因此有更高的 集成度和更小的芯片尺寸。 3）比金属孔有更低的接地电感。 4）低的阻抗和速度色散。 CPW的缺点是： 1）衰减相对高一些，在50GHz时，CPW的衰减是 0.5dB/mm; 2）由于厚的介质层，导热能力差，不利于大功率放 大器的实现。
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图6.11 EM2模型
C
RC
Cjs
Cbc B RB Cbe
I bc BR I be BF
RE E
Ibe- Ibc
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图6.12 EM小信号等效电路
r C
B
rB B
B
+
V
-
C
rc
C ro CJS
+
V
r
C
( g mFV g mRV )
-
E
rE E
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表6.2 双极型晶体管部分模型参数在SPICE 中的符号名称

随着工作频率的增加，一些诸如互连线的IC 元件的尺寸变得很大，以致它们可以与传输 信号的波长相比。这时，集总元件模型就不 能有效地描述那些大尺寸元件的性能，应该 定义为分布元件。
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微带线
图
(a) (b) 典型微带线的剖面图(a)和覆盖钝化膜的微带线(b)
19
TEM波传输线的条件
w, h 0 /(40 r )

11
图6.5 (a)叉指结构电容和(b)MIM 结构电容
12
电容

平板电容公式 高频等效模型 自谐振频率 f0
f0
C
r 0lw
d

1 2 LC
f < f0 / 3

品质因数 Q
13
6.1.4 电感
引言 集总电感
L 1.26a[ln(8a / w) 2 （ ] pH）
9
总结： 有源电阻的几种形式
D VB S (a) (b) S (c) S (d) D D VB D (e) D S S
( a ) ( d ) 和 ( c ) 直流电阻 Ron<交流电阻 rds ( b )和( e ) 直流电阻 Ron>交流电阻 rds
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6.1.3 电容
在高速集成电路中，有多种实现电容的 方法： 1）利用二极管和三极管的结电容； 2）利用图6.5(a)所示的叉指金属结构； 3）利用图6.5(b)所示的金属-绝缘体-金属 (MIM)结构； 4）利用类似于图6.5(b)的多晶硅/金属-绝 缘体-多晶硅结构；
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表6.3 JFET的SPICE模型参数
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6.1 无源器件结构及模型 6.2 二极管电流方程及SPICE模型
6.3 双极晶体管电流方程及SPICE模型
6.4 结型场效应管JFET模型
6.5 MESFET模型
6.6 MOS管电流方程及SPICE模型
6.7 SPICE数模混合仿真程序的设计流程及方法
（见CH06-2课件）
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6.3 双极晶体管电流方程及SPICE模型
SPICE中的双极型晶体管模型常采用Ebers-Moll（即
EM）模型和Gummel-Poon（即GP）模型。这两种模型
均属于物理模型，其模型参数能较好地反映物理本质
且易于测量，所以便于理解和使用。
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图6.10 EM直流模型
c
I n KF I D
2 AF
1 2 q ID f
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6.1 无源器件结构及模型 6.2 二极管电流方程及SPICE模型
6.3 双极晶体管电流方程及SPICE模型
6.4 结型场效应管JFET模型
6.5 MESFET模型
6.6 MOS管电流方程及SPICE模型
6.7 SPICE数模混合仿真程序的设计流程及方法
IC αFIF B p n IF αR I R E IE E
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C A
IB
VBC +
IR
n
B
+ VBE
A’
NPN管

由于这种 EM 模型将电流增益作为频率的函 数来处理，对计算晶体管存贮效应和瞬态特 性不方便，所以改进的 EM 模型用了电荷控 制观点，即增加电容到模型中。并进一步考 虑到发射极、基极和集电极串联电阻，以及 集成电路中集电结对衬底的电容，于是得到 EM2模型。
集成电路和半导体器件的各类特性都是 PN 结
相互作用的结果，它是微电子器件的基础。如果
通过某种方法使半导体中一部分区域为 P型，另一
部分区域为 N 型，则在其交界面就形成了 PN 结。 以 PN 结构成的二极管的最基本的电学行为是具有 单向导电性。
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图6.9 二极管等效电路模型
+V RS + VD ID Cj Cd
7
2. VGS保持不变的饱和区有源电阻
IDS I
o
Ron rds VGS >VTN
条件：VGS保持不变
o
V
VDS
图6.3 饱和区的NMOS有源电阻示意图
直流电阻 Ron<交流电阻 rds
8

对于理想情况，Oˊ点的交流电阻应为无穷 大，实际上因为沟道长度调制效应，交流电 阻为一个有限值，但远大于在该工作点上的 直流电阻。在这个工作区域，当漏源电压变 化时，只要器件仍工作在饱和区，它所表现 出来的交流电阻几乎不变，直流电阻则将随 着漏源电压变大而变大。
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GP模型是1970年由H．K．Gummel和H．C．Poon提出的。 GP模型对EM2模型在以下几方面作了改进： 1.直流特性：反映了集电结上电压的变化引起有效基区宽度 变化的基区宽度调制效应，改善了输出电导、电流增益和 特征频率。反映了共射极电流放大倍数β随电流和电压的变 化。 2.交流特性：考虑了正向渡越时间 τF随集电极电流IC的变化， 解决了在大注入条件下由于基区展宽效应使特征频率 fT和IC 成反比的特性。 3.考虑了大注入效应，改善了高电平下的伏安特性。 4.考虑了模型参数和温度的关系。 5.根据横向和纵向双极晶体管的不同，考虑了外延层电荷存 储引起的准饱和效应。
（见CH06-2课件）
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N沟JFET的结构示意图和电路符号
D
G
P+
N
P+
A
S
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结型场效应 JFET ( NJF/PJF ) 模型

JFET 模型源于 Shichman 和 Hodges 给出的 FET 模型。 其直流特性由反映漏极电流随栅极电压变化的参数 VTO 和 BETA 、确定输出电导的参数 LAMBDA 和栅 源结与栅 - 漏结饱和电流的参数 IS 共同描述。包含了 RD和RS两个欧姆电阻。其电荷存储效应由随结电压 的平方根变化的栅-源与栅-漏两个结的非线性耗尽层 电容模拟，参数为CGS，CGD和PB。
Cj和Cd分别代表PN结的势垒电容和扩散电容。 RS代表从外电极到结的路径上通常是半导体材料的电阻， 称之为体电阻。
27
表6. 1 二极管模型参数对照表
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6.2.2 二极管的噪声模型
1.热噪声 在寄生电阻RS上产生的热噪声：
In
2
4kTA RS
2. 闪烁（1/f）噪声和散粒噪声 理想二极管产生的1/f噪声和散粒噪声：
VD V I D RS
kT Vt q
VD n V t I D IS e 1
IS JS A

m
VD C j C j0 1 V 0
_
Cd
dI τI dQ τT D T D dVD dVD n Vt
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C
rC
C
I LC
B
rBB
I LE
I EC
B'
E
R
I CC
I CT I CC I EC
F
rE
E
图6.13 GP直流模型
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图6.14 GP小信号模型
C jx
+
rB B
B
V
-
r
C
rc
C CJS
B
+
V
C
r
C
E
go
rE E
( g mFV g mRV )
6


w/h>1

微带线的衰减α由两部分组成：导线损耗和 介质损耗 形成微带线的基本条件是，介质衬底的背面 应该完全被低欧姆金属覆盖并接地，从而使 行波的电场主要集中在微带线下面的介质中。
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