6.2 PWM逆变电路及其控制方法

6.2 PWM逆变电路及其控制方法目前中小功率的逆变电路几乎都采用PWM技术逆变电路是PWM控制技术最为重要的应用场合本节内容构成了本章的主体PWM逆变电路也可分为电压型和电流型两种，目前实用的几乎都是电压型6.2.1 计算法和调制法计算法✧✧根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数，准确计算PWM波各脉冲宽度和间隔，据此控制逆变电路开关器件的通断，就可得到所需PWM波形✧✧繁琐，当输出正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化调制法✧✧输出波形作调制信号，进行调制得到期望的PWM波✧✧通常采用等腰三角波或锯齿波作为载波✧✧等腰三角波应用最多，其任一点水平宽度和高度成线性关系且左右对称✧✧与任一平缓变化的调制信号波相交，在交点控制器件通断，就得宽度正比于信号波幅值的脉冲，符合PWM的要求✧✧调制信号波为正弦波时，得到的就是SPWM波✧✧调制信号不是正弦波，而是其他所需波形时，也能得到等效的PWM波结合IGBT单相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明V1和V2通断互补，V3和V4通断也互补✧✧控制规律u o正半周，V1通，V2断，V3和V4交替通断负载电流比电压滞后，在电压正半周，电流有一段为正，一段为负负载电流为正区间，V1和V4导通时，u o等于U dV4关断时，负载电流通过V1和VD3续流，u o=0负载电流为负区间，i o 为负，实际上从VD 1和VD 4流过，仍有u o =U d V 4断，V 3通后，i o 从V 3和VD 1续流，u o =0 u o 总可得到U d 和零两种电平u o 负半周，让V 2保持通，V 1保持断，V 3和V 4交替通断，u o 可得-U d 和零两种电平图6-4 单相桥式PWM 逆变电路载波图6-4VD 34单极性PWM控制方式（单相桥逆变）在u r和u c的交点时刻控制IGBT的通断✧✧u r正半周，V1保持通，V2保持断当u r>u c时使V4通，V3断，u o=U d当u r<u c时使V4断，V3通，u o=0✧✧u r负半周，V1保持断，V2保持通当u r<u c时使V3通，V4断，u o=-U d当u r>u c时使V3断，V4通，u o=0虚线u o f表示u o的基波分量图6-5 单极性PWM 控制方式波形双极性PWM 控制方式（单相桥逆变）✧ ✧ 在u r 半个周期内，三角波载波有正有负，所得PWM 波也有正有负uu U -U✧✧在u r一周期内，输出PWM波只有±U d两种电平✧✧仍在调制信号u r和载波信号u c的交点控制器件通断✧✧u r正负半周，对各开关器件的控制规律相同当u r>u c时，给V1和V4导通信号，给V2和V3关断信号如i o>0，V1和V4通，如i o<0，VD1和VD4通，u o=U d当u r<u c时，给V2和V3导通信号，给V1和V4关断信号如i o<0，V2和V3通，如i o>0，VD2和VD3通，u o=-U d单相桥式电路既可采取单极性调制，也可采用双极性调制图6-6 双极性PWM 控制方式波形双极性PWM 控制方式（单相桥逆变）三相PWM 控制公用u cuu U -U三相的调制信号u r U、u r V和u r W依次相差120°✧✧U相的控制规律当u r U>u c时，给V1导通信号，给V4关断信号，u U N’=U d/2当u r U<u c时，给V4导通信号，给V1关断信号，u U N’=-U d/2当给V1(V4)加导通信号时，可能是V1(V4)导通，也可能是VD1(VD4)导通u U N’、u V N’和u W N’的PWM波形只有±U d/2两种电平u U V波形可由u U N’-u V N’得出，当1和6通时，u U V=U d，当3和4通时，u U V=－U d，当1和3或4和6通时，u U V=0✧✧输出线电压PWM波由±U d和0三种电平构成✧✧负载相电压PWM波由(±2/3)U d、(±1/3)U d和0共5种电平组成u c NurUurVu图6-7 三相桥式PWM型逆变电路图6-8 三相桥式PWM 逆变电路波形uu u u u u u u u U d -U 2U d -2U d2U d -2U d2U d防直通死区时间同一相上下两臂的驱动信号互补，为防止上下臂直通造成短路，留一小段上下臂都施加关断信号的死区时间死区时间的长短主要由器件关断时间决定死区时间会给输出PWM 波带来影响，使其稍稍偏离正弦波特定谐波消去法(Selected Harmonic Elimination PWM —SHEPWM)计算法中一种较有代表性的方法，图6-9输出电压半周期内，器件通、断各3次（不包括0和π），共6个开关时刻可控 为减少谐波并简化控制，要尽量使波形对称首先，为消除偶次谐波，使波形正负两半周期镜对称，即(6-1))()(πωω+-=t u t u图6-9 特定谐波消去法的输出PWM 波形其次，为消除谐波中余弦项，使波形在半周期内前后1/4周期以π/2为轴线对称(6-2)四分之一周期对称波形，用傅里叶级数表示为(6-3)式中，a n 为图6-9u U -U )()(t u t u ωπω-=∑∞==,5,3,1sin )(n ntn at u ωω⎰=20d sin )(4πωωωπtt n t u a n（分页）图6-9，能独立控制α 1、α 2和α 3共3个时刻。

该波形的a n 为(6-4)式中n =1,3,5,…确定a 1的值，再令两个不同的a n =0，就可建三个方程，求得α1、α2和α3 ✧ ✧ 消去两种特定频率的谐波在三相对称电路的线电压中，相电压所含的3次谐波相互抵消，可考虑消去5次和7次谐波，得如下联立方程：(6-5))cos 2cos 2cos 21(2d )sin 2(d sin 2d )sin 2(d sin 2432120332211αααπωωωωωωωωππααααααn n n n U t t n Ut t n U tt n U t t n U a dd d d dn -+-=⎥⎦⎤-++⎢⎣⎡-+=⎰⎰⎰⎰⎪⎪⎪⎭⎪⎪⎪⎬⎫=-+-==-+-=-+-=0)7cos 27cos 27cos 21(720)5cos 25cos 25cos 21(52)cos 2cos 2cos 21(2321d 7321d 5321d1αααπαααπαααπU a U a U a给定a1，解方程可得α1、α2和α3。

a1变，α1、α2和α3也相应改变一般，在输出电压半周期内器件通、断各k次，考虑PWM波四分之一周期对称，k个开关时刻可控，除用一个控制基波幅值，可消去k－1个频率的特定谐波k越大，开关时刻的计算越复杂除计算法和调制法外，还有跟踪控制方法，在6.3节介绍6.2.2 异步调制和同步调制载波比——载波频率f c与调制信号频率f r之比，N= f c/ f r根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，PWM调制方式分为异步调制和同步调制1. 异步调制异步调制——载波信号和调制信号不同步的调制方式通常保持f c固定不变，当f r变化时，载波比N是变化的在信号波的半周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称当f r较低时，N较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称的不利影响都较小当f r增高时，N减小，一周期内的脉冲数减少，PWM脉冲不对称的影响就变大2. 同步调制同步调制——N等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步基本同步调制方式，f r变化时N不变，信号波一周期内输出脉冲数固定三相，公用一个三角波载波，且取N为3的整数倍，使三相输出对称为使一相的PWM波正负半周镜对称，N应取奇数图6-10 同步调制三相PWM 波形f r 很低时，f c 也很低，由调制带来的谐波不易滤除 f r 很高时，f c 会过高，使开关器件难以承受图6-10u u WN'分段同步调制把f r范围划分成若干个频段，每个频段内保持N恒定，不同频段N不同在f r高的频段采用较低的N，使载波频率不致过高在f r低的频段采用较高的N，使载波频率不致过低图6-11，分段同步调制一例为防止f c在切换点附近来回跳动，采用滞后切换的方法图6-11 分段同步调制方式举例同步调制比异步调制复杂，但用微机控制时容易实现可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切换到同步调制方式，这样把两者的优点结合起来，和分段同步方式效果接近图6-1f r /Hz f c /k H z6.2.3 规则采样法按SPWM基本原理，自然采样法要求解复杂的超越方程，难以在实时控制中在线计算，工程应用不多规则采样法特点工程实用方法，效果接近自然采样法，计算量小得多规则采样法原理图6-12，三角波两个正峰值之间为一个采样周期T c自然采样法中，脉冲中点不和三角波一周期中点（即负峰点）重合规则采样法使两者重合，每个脉冲中点为相应三角波中点，计算大为简化三角波负峰时刻t D对信号波采样得D点，过D作水平线和三角波交于A、B点，在A点时刻t A 和B点时刻t B控制器件的通断脉冲宽度 和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近图6-12 规则采样法规则采样法计算公式推导正弦调制信号波式中，a 称为调制度，0≤a <1；ω r 为信号波角频率。

从图6-12得图6-12t a u r r ωsin =因此可得(6-6) 三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度(6-7)三相桥逆变电路的情况载波公用，三相调制波相位依次差120°同一三角波周期内三相的脉宽分别为δ U 、δ V 和δ W ，脉冲两边的间隙宽度分别为δ 'U 、δ 'V 和δ 'W ，同一时刻三相调制波和为零，由式(6-6)得 (6-8)由式(6-7)得 (6-9)利用以上两式可简化三相SPWM 波的计算2/22/sin 1c D T t a r =+δω)sin 1(2D t a T r cωδ+=())sin 1(421'D c c t a T T r ωδδ-=-=23cT W V U =++δδδ43'''cT W V U =++δδδ6.2.4 PWM 逆变电路的谐波分析使用载波对正弦信号波调制，产生了和载波有关的谐波分量 谐波频率和幅值是衡量PWM 逆变电路性能的重要指标之一 分析双极性SPWM 波形同步调制可看成异步调制的特殊情况，只分析异步调制方式分析方法不同信号波周期的PWM 波不同，无法直接以信号波周期为基准分析 以载波周期为基础，再利用贝塞尔函数推导出PWM 波的傅里叶级数表达式 分析过程相当复杂，结论却简单而直观单相的分析结果图6-13，不同a 时单相桥式PWM 逆变电路输出电压频谱图 谐波角频率为(6-10)式中，n =1,3,5,…时，k =0,2,4, …；n =2,4,6,…时，k =1,3,5, …r c ωωk n ±图6-13 单相PWM 桥式逆变电路输出电压频谱图PWM 波中不含低次谐波，只含ωc 及其附近的谐波以及2ωc 、3ωc 等及其附近的谐波三相的分析结果1002+-1234+-02+-4+-01+-3+-5+-谐波振幅图6-13角频率(n ωc +k ωr )0.20.40.60.81.01.21.4k na =1.0a =0.8a =0.5a =0公用载波信号时的情况输出线电压中的谐波角频率为(6-11)式中， n =1,3,5,…时，k =3(2m -1)±1，m =1,2,…；n =2,4,6,…时，图6-14，输出线电压频谱图和单相比较，共同点是都不含低次谐波，一个较显著的区别是载波角频率ωc 整数倍的谐波没有了，谐波中幅值较高的是ωc ±2ωr 和2ωc ±ωrr c ωωk n ±⎩⎨⎧=-=+=。