模电课件第五章
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模拟电子技术 第五章
镜象电流源、微电流源、多路电流源等 3、电流源电路一般都加有电流负反馈，
4、电流源电路一般都利用PN结的温度特性，对电流 源电路进行温度补偿，以减小温度对电流的影响。
5.2、电流源电路
二、电流源电路的用途： 1、给直接耦合放大器的各级电路提供直流偏 置电流，以获得极其稳定的Q点。 2、作各种放大器的有源负载，以提高增益、 增大动态范围。 3、由电流源给电容充电，可获得随时间线性 增长的电压输出。
5.1. 直接耦合放大电路的零点漂移现象
一、直接耦合放大电路的零点漂移
零漂：输入短路时，输出仍有缓慢变化的电压产生。
主要原因：温度变化引起，也称温漂。电源电压波动、 元件老化等也会产生输出电压的漂移。
温漂指标：温度每升高1度时，输出漂移电压按电压增益
折算到输入端的等效输入漂移电压值。
u
二、抑制零点漂移的方法
其中：基准电流 I R 是稳定的，故输出电流 I C 2 也是稳定的。
一、镜象电流源
动态电阻
ro
= ( iC2 )1 vCE2
IB2
= rce
一般ro在几百千欧以上
二、多路镜像电流源
通过一个基准电流源 稳定多个三极管的工作点 电流，即可构成多路电流 源。
图中一个基准电流IREF
可获得多个恒定电流
2
b(b 2)
ro
1 2
b rce
动态输出电阻ro远比微电流源的动态输出电阻为高
电流稳定
有源负载电路
VCC
T1
IC1
vo
vi
T0
T2 R I REF
VCC
ro
IC1
vo
vi
T0
（a）共射极放大电路
（b）等效电路
4、电流源电路一般都利用PN结的温度特性，对电流 源电路进行温度补偿，以减小温度对电流的影响。
5.2、电流源电路
二、电流源电路的用途： 1、给直接耦合放大器的各级电路提供直流偏 置电流，以获得极其稳定的Q点。 2、作各种放大器的有源负载，以提高增益、 增大动态范围。 3、由电流源给电容充电，可获得随时间线性 增长的电压输出。
5.1. 直接耦合放大电路的零点漂移现象
一、直接耦合放大电路的零点漂移
零漂：输入短路时，输出仍有缓慢变化的电压产生。
主要原因：温度变化引起，也称温漂。电源电压波动、 元件老化等也会产生输出电压的漂移。
温漂指标：温度每升高1度时，输出漂移电压按电压增益
折算到输入端的等效输入漂移电压值。
u
二、抑制零点漂移的方法
其中：基准电流 I R 是稳定的，故输出电流 I C 2 也是稳定的。
一、镜象电流源
动态电阻
ro
= ( iC2 )1 vCE2
IB2
= rce
一般ro在几百千欧以上
二、多路镜像电流源
通过一个基准电流源 稳定多个三极管的工作点 电流，即可构成多路电流 源。
图中一个基准电流IREF
可获得多个恒定电流
2
b(b 2)
ro
1 2
b rce
动态输出电阻ro远比微电流源的动态输出电阻为高
电流稳定
有源负载电路
VCC
T1
IC1
vo
vi
T0
T2 R I REF
VCC
ro
IC1
vo
vi
T0
（a）共射极放大电路
（b）等效电路
模电-第五章-场效应管
DD SS
Dd
见例5.2.2和例5.2.3
例5.2.3如图已知NMOS管参 数： VT=1V,Kn=160µA/V2, VT=1V,Kn=160µA/V2,VDD=VSS =5V,IDQ=0.25mA,VDQ=2.5V,试 求电路参数。
图5.2.3
2020/2/24
解：首先假设管工作于饱和 区，运用下式
§5·2 场效应管放大电路
一、直流偏置电路及静态分析
1、直流偏置电路
（1）简单的共源放大电路
（N沟道增强型MOS管）
VGS
Rg2 Rg1 Rg2
VDD
假设管的开启电压
为VT ，NMOS管工 作于饱和区，则
Cb1
+
U·-i
ID Kn VGSVT 2
V V I R DS 2020/2/24
s
g
d
N+
N+
P 型衬底
B
2020/2/24
源区、衬底和 漏区形成两个 背靠背的PN结， 无论VDS的极性 如何，其中总 有一个PN结是 反偏的。因此 漏源之间的电 阻很大，即没 有导电沟道，
iD＝0。
2、工作原理（N沟道增强型）
（2）、VDS=0， VGS 对导电 沟道的影响
VGG
在漏源电
压作用下
3、小信号模型分析
如果输入信号很小，场效应管工作在饱和区时， 和BJT一样，将场效应管也看作一个双口网络， 对N沟道增强型场效应管，可近似看成iD不随 VDS变化，则由5.1.6式得
iD K nv G V S T2 K nV G S v g Q s V T2 K nV G S V T Q v g2 s
模电-电子线路线性部分第五版-主编-冯军-谢嘉奎第五章课件
第 5 章 放大器中的负反馈
判断反馈极性 — 采用瞬时极性法
用正负号表示电路中各点电压的瞬时极性，或用箭头表示
各节点电流瞬时流向的方法称瞬时极性法。
xi
xi A
xo
xf
kf
▪设 vi 瞬时极性为
经 A 判断 vo
？ ？
经
kf
判断
xf
？ ？
▪比较 xf 与 xi 的极性 ( xi = xi - xf )
5.2.3 改变输入、输出电阻
输入电阻
ii
▪ 串联反馈 基放输入电阻 Ri vi / ii 环路增益 T vf / vi Akf
++
Rs
v-i Ri A
vs+ -
vi
+
-
vf -
kf
xo
反馈电路输入电阻：
Rif
vi ii
vi vf ii
vi viAkf ii
vi ii
(1
Akf
)
Ri F
由图
i (v Ast xs ) / Ro xs xf kf v
xf
放 - Ast xs
得
Rof
v i
Ro 1 Astkf
Ro Fst
反馈 网络
RL v+- o
i + v -
结论 引入电压反馈，反馈越深，输出电阻越小，vo 越稳定。
第 5 章 放大器中的负反馈
▪ 电流反馈
Ro ：考虑反馈网络负 载效应后，基放输出电阻。
5.2.2 减小增益灵敏度(或提高增益稳定性)
定义
SA Af
Af / Af A/ A
A Af
Af A
《模拟电子技术1》课件第5章
闭合放大倍数
被取样的X o 参与比较的X i
Io Ui
Ag 1 Fr Ag
Agf
称作闭环互导放大倍数, 其量纲是电导。
图 5 – 8 串联电流负反馈放大器
3. 并联电压负反馈 图 5 – 9 并联电压负反馈放大器
开环放大倍数
被取样的X o 比较产生的X
' i
Io Ui'
Ar
称作开环互阻放大倍数, 其量纲是电阻。
jf
/
fh
Am /(1 FAm )
Amf
1 j[ f /(1 FAm ) fh ] 1 j[ f /(1 FAm ) fh ]
fhf (1 FAm ) fh
(5-4)
同理可以求得：
f1 f
1 1 FAm
f1
按照通频带的定义：
开环放大器的通频带为： fbw=fh-fl 闭环放大器的通频带为：fbwf=fhf-flf
Ie2↓
Ib2↓
结果使得Ie2的增量减小, 稳定性提高；因为Ic2≈Ie2, 所以Ie2稳定,Ic2也稳定。值得说明的是, 该反馈电路所稳 定的电流是流过RL′的电流, 不是流过RL的电流。
5.2.3 使放大倍数的稳定性提高
Af Af 2 Af 1
把Af2=A2/(1+FA2)和Af1=A1/(1+FA1)代入上式得：
图 5 – 2 电压反馈示意图
(2)电流反馈：对交变信号而言,若基本放大器、反馈网 络、负载三者在取样端是串联连接,则称为串联取样，如图53所示。由于在这种取样方式下,Xf正比于输出电流,Xf反映的 是输出电流的变化,所以又称之为电流反馈。
图 5 – 3 电流反馈示意图
(3) 电压反馈和电流反馈的判定：
模电第五章课件
1. 上升时间与上限频率的关系 阶跃电压上升较快的部分,与频率响应中的高频区相对应，
为关简系化。分如析图，(a)我、们(b此)分处别以为RCR低C低通通电电路路为及例其来阶说跃明响应与。tfHr 的
由图经过分析可以得到,
tr
0.35 fH
因此，上升时间与上限频率fH成反比，fH
越高高频响应越好，则 tr越短，前沿失真越小。
由此可见,平顶降落与下限频率fL成正比例 关系，fL越低，平顶降落越小。
= n 20 lg Aui i 1
多级放大器的相频特性： n
1 2 n i i1
多级放大器的对数增益，等于各级对数增益 的代数和；总相位也是各级相位的代数和。
fL
fL21
f
2 L2
f
2 Ln
2.多级放大器的下限频率
fL
f
2 L1
f
2 L2
f
2 Ln
为了得到更准确的结果，在该式前面乘 以修正系数1.1,得：
者的比值在四倍以上，可取较大的值作为放
大电路的下限频率 。 fL
3. 共射基本放大器高频段源电压增益
在高频段，画出的高频段等效电路如图
高频段等效电路
用密勒定理等效 简化等效电路
经过一系列变化,可以得到
Aush
=
Ausm
1
1 j
f
fH
可知，上限频率主要由高频等效电路的 时间常数决定。
4.共射放大器完整的频率特性
根据上述讨论，可以画出幅频特性如图所示。图中，虚 线为实际幅频特性的波特图，实线为渐近幅频特性波特图， 它由两条渐近线在处转折。
相频特性由三个步骤绘出：
根据上述讨论，可以画出相频特性如图所示。图中有三
为关简系化。分如析图，(a)我、们(b此)分处别以为RCR低C低通通电电路路为及例其来阶说跃明响应与。tfHr 的
由图经过分析可以得到,
tr
0.35 fH
因此，上升时间与上限频率fH成反比，fH
越高高频响应越好，则 tr越短，前沿失真越小。
由此可见,平顶降落与下限频率fL成正比例 关系，fL越低，平顶降落越小。
= n 20 lg Aui i 1
多级放大器的相频特性： n
1 2 n i i1
多级放大器的对数增益，等于各级对数增益 的代数和；总相位也是各级相位的代数和。
fL
fL21
f
2 L2
f
2 Ln
2.多级放大器的下限频率
fL
f
2 L1
f
2 L2
f
2 Ln
为了得到更准确的结果，在该式前面乘 以修正系数1.1,得：
者的比值在四倍以上，可取较大的值作为放
大电路的下限频率 。 fL
3. 共射基本放大器高频段源电压增益
在高频段，画出的高频段等效电路如图
高频段等效电路
用密勒定理等效 简化等效电路
经过一系列变化,可以得到
Aush
=
Ausm
1
1 j
f
fH
可知，上限频率主要由高频等效电路的 时间常数决定。
4.共射放大器完整的频率特性
根据上述讨论，可以画出幅频特性如图所示。图中，虚 线为实际幅频特性的波特图，实线为渐近幅频特性波特图， 它由两条渐近线在处转折。
相频特性由三个步骤绘出：
根据上述讨论，可以画出相频特性如图所示。图中有三
《模拟电子技术基础教程》课件第五章
（2）虚断
“虚断”是指在分析运放处于线性状态时，可以把两输入端视为 等效开路，这一特性称为虚开路，简称虚断，显然不能将两输入端 真正断路。
i–=i+→0：相当于运放两输入端“虚断路”。
同样，虚断路不能理解为输入端开路，只是输入电流小到了可以 忽略不计的程度。
02 集成运算放大器在信号 运算方面的运用
第二代集成运放 以二十世纪六十 年代的μA741型 高增益运放为代 表，在不增加放 大级的情况下可 获得很高的开环 增益。电路中还 有过流保护措施 。但是输入失调 参数和共模抑制 比指标不理想。
第三代集成 运放代以二十世 纪七十年代的 AD508为代表， 其特点使输入级 采用了“超β管” ，且工作电流很 低。从而使输入 失调电流和温漂 等项参数值大大 下降。
2.采用直接耦合作为级间耦合方式
由于集成工艺不易制造大电容，集成电路中电容量一般不超过 100pF，至于电感，只能限于极小的数值（1H以下）。因此，在集成 电路中，级间不能采用阻容耦合方式，均采用直接耦合方式。
3.采用多管复合或组合电路
集成电路制造工艺的特点是晶体管特别是BJT或FET最容易制作， 而复合和组合结构的电路性能较好，因此，在集成电路中多采用复合 管（一般为两管复合）和组合（共射—共基、共集—共基组合等）电 路。
6. 开环带宽fH
fH是指使运放开环差模电压增益Aod下降为直流增益的 倍（相当于-3dB）时的信号频率。由于运放的增益很高，因此1 fH2
一般较低，约几赫兹至几百赫兹左右（宽带高速运放除外）。
7. 转换速率SR
这是指运放在闭环状态下，输入为大信号（如矩形波信号等 ）时，其输出电压对时间的最大变化速率，即
第四代集成运 放以二十世纪 八十年代的 HA2900为代 表，它的特点 是制造工艺达 到大规模集成 电路的水平。
最新模电课件第五章
3. V-I 特性曲线及大信号特性方程
第5章 场效应管放大电路
(2) 转移特性(直接由作图法获得)
iD f(vGS) vDScon s t.
a. 讨论输入特性无意义 b. 当 VT vGS 时，iD和vGS的关系是：
iD IDO(vVGTS1)2
IDOKnVT2 是vGS＝2VT时的iD
第5章 场效应管放大电路
VGS>0，排斥空穴， 吸引电子到半导体 表面
VGS到VGS>VGS(th)， 半导体表面形成N导 电沟道，将源区和漏 区连起来。
VGS(th)：开启电压
2. 工作原理
(2)vDS对沟道的控制作用
VDD s VGG g
iD 迅 速 增 d大
N+
N+
N型(感生)沟道
P
加上VDS VGS>VT
第5章 场效应管放大电路
Kn为电导常数，单位：mA/V2
rdso
dvDS diD
1 vGS常数 2Kn(vGSVT)
rdso是一个受vGS控制的可变电阻
③ 饱和区（恒流区又称放大区）
vGS >VT ，且vDS≥(vGS－VT)
iDKn(vG SV T)2ID O(v V G T S1)2
IDOKnVT2 是vGS＝2VT时的iD
第5章 场效应管放大电路
实际上饱和区的曲线并不是平坦的
修正后 iD K n (v G S V T )2(1v D)S IDO (vVG TS1)2(1vDS)
0.1 V1 L
L的单位为m
当不考虑沟道调制效应时，＝0，曲线是平坦的。
5.1.5 MOSFET的主要参数
第5章 场效应管放大电路
模电第五章
关键是根据输入信号求出各极电流、 关键是根据输入信号求出各极电流、电压波形瞬时值
解：静态工作点如下
U BEQ = 0.7V
I CQ = 5mA
I BQ = 100µA
U CEQ = 10V
瞬时值是交流量叠加在直流量之上 1、晶体管发射结上的瞬时电压 、
uBE = UBEQ + ui = 0.7 + 0.025sin ωt(V )
+ uce
−
——输出交流负载线 输出交流负载线
′ uCE −UCEQ = −RL (iC − ICQ )
交流负载线过Q点 ①令iC = ICQ，则uCE = UCEQ，交流负载线过 点 ②斜率为
′ −1 RL 交流负载线比直流负载线陡
图解
′ ③令iC = 0，则 uCE = UCEQ + ICQ RL ，这是与横坐标的交点 ，
第五章 基本放大电路
1 − ′ RL
−
1 RC
Q
Q
UCEQ + ICQ (RC // RL )
第五章 基本放大电路
【结论】： ① 当ui=0时，即为静态。 时 即为静态。 此时u 此时 BE=UBEQ=0.7V， iB=IBQ=100µA，uCE=UCEQ=10V，iC=ICQ=5 mA ， ， ， ② 当ui从零向正方向增大时→iB↑→ iC↑→uCE↓ 当ui从零向负方向减小时→iB↓→ iC↓→uCE↑ 图解法不仅形象地说明了放大器的工作过程， ③ 图解法不仅形象地说明了放大器的工作过程，而且可以求出各极电 流、电压幅值和相位关系。 电压幅值和相位关系。
图解
第五章 基本放大电路
2、画输出回路的交流负载线 、 在动态运用时， 都是在静态电流、 在动态运用时，iC和uCE都是在静态电流、电压的基础上随交流信号 作相应的变化。 作相应的变化。
《 模拟电子技术》课件第5章
9
3. 测量最大不失真输出功率 在输入端加入f=1 kHz的正弦信号ui，ui的幅度逐渐加大， 与此同时用示波器观察输出电压uo的波形，至uo最大又不出 现削波为止。用毫伏表或示波器测量负载两端的电压uo，并 由uo、RL值计算最大不失真输出功率Po实。
10
4. 测量电源供给功率 将直流电流表串入电源供电电路。电路输入端加1 kHz 正弦信号ui，逐渐加大ui的幅度，与此同时用示波器观察输 出电压uo的波形，至uo最大又不出现削波为止，然后固定ui。 读取并记录直流电流表读数ICo，记下电源供电电压UCC，计 算出电源供给功率PU实。
54
由上述分析可以看出，与OCL电路(图5.3.4(b))相比，在 相同电源电压下(图中均为UCC)，BTL电路中流过负载RL的 电流及RL两端的电压均加大了一倍，据此可分析出它的最大 输出功率为
55
图5.3.5为TDA2030组成的BTL电路，除电阻R9(22 kΩ)外， 其余电路是由TDA2030组成的两个OCL电路，结构对称，元 件参数与图5.3.2(b)中的相同。
20
图5.2.2 乙类互补对称电路图解 (a) NPN管输出特性; (b) PNP管输出特性; (c)两管特性曲线合成
21
1) 输出功率Po 在电阻负载RL上，输出功率等于输出电压有效值与输出 电流有效值之积，即
(5.2.1)
22
在输入信号足够大时，可使输出电压幅值最大，输出功 率最大。此时功放管处于尽限运用状态，可忽略功放管的饱 和压降UCES，即有UCEM=UCC－UCES≈UCC，因此，最大输出 功率为
56
图5.3.5 TDA2030组成的BTL电路
57
5.4 功率放大器的应用
5.4.1 功率放大器实际应用电路 1. OCL功率放大器实际应用电路 图5.4.1为一准互补功率放大电路，它是高保真功率放大
3. 测量最大不失真输出功率 在输入端加入f=1 kHz的正弦信号ui，ui的幅度逐渐加大， 与此同时用示波器观察输出电压uo的波形，至uo最大又不出 现削波为止。用毫伏表或示波器测量负载两端的电压uo，并 由uo、RL值计算最大不失真输出功率Po实。
10
4. 测量电源供给功率 将直流电流表串入电源供电电路。电路输入端加1 kHz 正弦信号ui，逐渐加大ui的幅度，与此同时用示波器观察输 出电压uo的波形，至uo最大又不出现削波为止，然后固定ui。 读取并记录直流电流表读数ICo，记下电源供电电压UCC，计 算出电源供给功率PU实。
54
由上述分析可以看出，与OCL电路(图5.3.4(b))相比，在 相同电源电压下(图中均为UCC)，BTL电路中流过负载RL的 电流及RL两端的电压均加大了一倍，据此可分析出它的最大 输出功率为
55
图5.3.5为TDA2030组成的BTL电路，除电阻R9(22 kΩ)外， 其余电路是由TDA2030组成的两个OCL电路，结构对称，元 件参数与图5.3.2(b)中的相同。
20
图5.2.2 乙类互补对称电路图解 (a) NPN管输出特性; (b) PNP管输出特性; (c)两管特性曲线合成
21
1) 输出功率Po 在电阻负载RL上，输出功率等于输出电压有效值与输出 电流有效值之积，即
(5.2.1)
22
在输入信号足够大时，可使输出电压幅值最大，输出功 率最大。此时功放管处于尽限运用状态，可忽略功放管的饱 和压降UCES，即有UCEM=UCC－UCES≈UCC，因此，最大输出 功率为
56
图5.3.5 TDA2030组成的BTL电路
57
5.4 功率放大器的应用
5.4.1 功率放大器实际应用电路 1. OCL功率放大器实际应用电路 图5.4.1为一准互补功率放大电路，它是高保真功率放大
模电(第五版)康华光_第五章
满足 VDS (VGS VT )
假设成立，结果即为所求。
（2）带源极电阻的NMOS共源极放大电路
VGS VG VS
[ Rg2 Rg1 Rg2 (VDD VSS ) VSS ]
( I D R VSS )
饱和区
I D Kn (VGS VT )2
}
联立求解
VDS (VDD VSS ) I D ( Rd R)
场效应管的分类：
增强型 MOSFET 绝缘栅型 FET 场效应管 耗尽型
N沟道 P沟道 N沟道 P沟道
JFET 结型
N沟道
P沟道
（耗尽型）
5.1 金属-氧化物-半导体 （MOS）场效应管
5.1.1 N沟道增强型MOSFET
5.1.2 N沟道耗尽型MOSFET 5.1.3 P沟道MOSFET 5.1.4 沟道长度调制效应 5.1.5 MOSFET的主要参数
二、交流参数
低频跨导gm
低频跨导反映了栅压对漏极电流的控制作用，这一点与 电子管的控制作用相似。gm可以在转 移特性曲线上求取，单 位是mS(毫西门子)。随管子的工作点不同而改变，是FET小 信号建模的重要参数。 iD gm V 2 vGS DS （增强型）iD Kn ( vGS VT ) gm=2Kn(VGS－VT)
（2）vDS对沟道的控制作用(vGS一定) 当vDS增加到使VGD=VT时， 相当于vDS增加使漏极处沟道缩减 到刚刚开启的情况，称为预夹断， 此时的漏极电流iD基本饱和。 在预夹断处：VGD=VGS-VDS =VT
或 VDS=VGS-VT
（2）vDS对沟道的控制作用(vGS一定) 当vDS增加到VGDVT时， 相当于 VDS>VGS-VT 预夹断区域加长，伸向S 极。沟道电阻增加，vDS增 加的部分基本降落在随之 加长的夹断沟道上， iD基 本趋于不变。
模电课件第五章放大电路的频率响应
2
f 当f =fH时， 20lg Au 20lg 2 3dB , arctan 45 fH
f 当f >>fH时， 20 lg Au 20 lg , 90，表明f 每上升10倍， fH
增益下降20dB，即对数幅频特性在此区间可等效成斜率为 （-20dB/十倍频）的直线。
2019/1/10 模电课件
A u
f j fL
3、波特图
在画频率特性曲线时采用对数坐标，称为波特图。波特图由 对数幅频特性和对数相频特性两部分组成，它们的横轴采用对数 u 表示，单位是分贝（dB）； 刻度lgf，幅频特性纵轴采用 20 lg A 相频特性纵轴仍用 表示。 2 f f 高通电路的对数幅频特性为： 20 lg Au 20 lg 20 lg 1 fL fL f 90 arct an fL u 0dB , 0 当f >>fL时，20 lg A
u 20 lg f , 90 ，表明f 每下降10倍，增 当f <<fL时，20 lg A fL 益下降20dB，即对数幅频特性在此区间可等效成斜率为（20dB/ 模电课件 2019/1/10 十倍频）的直线。
★低通电路的波特图
f 20 lg Au 20 lg 1 fH u 0dB , 0 当f <<fH时，20 lg A
§5.2 晶体管的高频等效模型
一、晶体管的混合π模型 1、完整的混合π模型
π模型
晶体管结构示意图
rc和re分别是集电区和发射区的体电阻，数值比较小，常忽略
不计。Cμ为集电结电容，Cπ为发射结电容。 rbc为集电结电阻，
rbb 为基区体电阻， rbc rbc ， rbe rbe 。 rbe 为发射结电阻， be 成线性关系，与频率无关。gm为 c 与U I 根据半导体物理的分析， c 的控制关系，I be 对 I c g mU be。 跨导，是一个常数，表明 U
模拟电子技术基础简明教程第三版PPT课件第五章
差分放大电路四种接法的性能比较
接法 差分输入 性能 双端输出
差分输入 单端输出
单端输入 双端输出
单端输入 单端输出
Ad
( RC
//
RL 2
)
1 (Rc // RL )
(Rc
//
RL 2
)
R rbe
2 R rbe
R rbe
KCMR
很高
较高
很高
1 (Rc // RL )
2 R rbe 较高
2、长尾式差分放大电路
可减小每个管子输出端的温漂。
(1)电路组成
Re 称为“长尾电阻”。
且引入共模负反馈。
Rc
Rc +VCC
Re 愈大，共
模负反馈愈强。
Ac 愈小。每个管
+ uId
子的零漂愈小。
对差模信号
R
~+1 2 uId
~+1 2 uId
R
+ uo
VT1
VT2
Re
VEE
无负反馈。
图 5.2.8 长尾式差分放大电路
Δ uo Δ uId
Au1
(3) 共模抑制比
差分放大电路 输入电压
差模输入电压 uId
共模输入电压 uIc (uIc大小相等，极性相同) +VCC
共模电压放大倍数：
Ac
Δ uo Δ uIc
+
uIc ~
Ac 愈小愈好，而 Ad 愈大愈好
Rb
Rc
+ uo
Rc Rb
R
VT1
VT2
R
图 5.2.7 共模输入电压
Ad
( RC
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图5.1.1 N沟道增强型MOSFET结构及符号
模电课件第五章
5.1.1 N沟道增强型MOSFET
源极
二氧化硅 s
栅极
g
铝
漏极
d
第5章 场效应管放大电路
D
N+
N+
G
B
衬底
P型硅衬底
衬底引线
S
(a)结构
(b)N沟道MOS管
g和s、d 均无电的接触， 叫绝缘栅；
箭头方向由P（衬底）指向N（沟道）；
虚线表明UGS = 0，沟道不存在。
g
v gs
id
d
v ds s
BJT三极管
电流控制电流型器件
双极型器件
模电课件第五章
从有无原始导
场效应管的分类： 电沟道上分
从结构上分
MOSFET
增强型
第5章 场效应管放大电路
N沟道 P沟道
绝缘栅型 FET
耗尽型
N沟道
场效应管
P沟道
JFET 结型
N沟道
从半导体
（耗尽型） 导电沟道
P沟道
类型上分
耗尽型：场效应管没有加偏置电压时，就有导电沟道存在 增强型：场效应管没有加偏置电压时，没有导电沟道
VDS 靠d端被夹断 （VGS –VDS = VT ）
图5.1.2(c)vGS>VT时，vDS较小时，iD迅速增大
VDS 夹断区iD饱和 （VGS –VDS < VT ）见图(d)
模电课件第五章
2. 工作原理
(2)vDS对沟道的控制作用
当vGS一定（vGS >VT ）时， vDS ID 沟道电位梯度 靠近漏极d处的电位升高 电场强度减小沟道变薄
模电课件第五章
第5章 场效应管放大电路
5.1.1 N沟道增强型MOSFET
VGS=0，即使加VDS，
2. 工作原理
(1)vGS对沟道的控制作用
VDS
VDD
s
d
衬底
二氧
s
g d 铝 总有一个PN结反偏；
化硅
此时若s与衬底连，
N+
N+
则d与衬底间PN结
P
亦是反偏。
无沟道， iD=0，
图5.1.2(a)vGS=0时，没有导电沟道
3. V-I 特性曲线及大信号特性方程
第5章 场效应管放大电路
(2) 转移特性(直接由作图法获得)
iD f(vGS) vDScon s t.
模电课件第五章
第5章 场效应管放大电路
5.1.1 N沟道增强型MOS个利F高用E掺扩T杂散的的N方+法区在。P然型后硅在中P形型成硅两表
面生长一层很薄的二氧化硅绝缘层，
1. 结构（N沟道）
并在二氧化硅的表面及N+型区的表 面上分别引出三个电极——栅极g、
源极s、漏极d。
(a)剖面图
(b)增强型的符号
整个沟道呈楔形分布
模电课件第五章
第5章 场效应管放大电路
2. 工作原理
(2)vDS对沟道的控制作用
VDD
s VGG g
iD 饱 d和
第5章 场效应管放大电路
当vGS一定（vGS >VT ）时， vDS ID 沟道电位梯度
N+
N+
当vDS增加到使vGD=VT 时，
夹断区
在紧靠漏极处出现预夹断。
P
在预夹断处：vGD=vGS-vDS =VT
模电课件第五章
5.1.1 N沟道增强型MOSFET
2. 工作原理 (1)vGS对沟道的控制作用
VDD
s VGG g
d
N+
N+
N型(感生)沟道
P
第5章 场效应管放大电路
VGS>0，排斥空穴， 吸引电子到半导体 表面
VGS到VGS>VGS(th)， 半导体表面形成N导 电沟道，将源区和漏 区连起来。
VGS(th)：开启电压
要减小iD，须减小VGS， 使沟道变窄；
第5章 场效应管放大电路
VDD
s VGG g
d
N+
N+
N型(感生)沟道
P
这体现了VGS对iD的控制。 N沟道增强型绝缘栅场效应管
模电课件第五章
2. 工作原理
(3) vDS和vGS同时作用时 vDS一定，vGS变化时 给定一个vGS ，就有一条不同的
iD – vDS 曲线。
模电课件第五章
第5章 场效应管放大电路
5.1 金属-氧化物-半导体 （MOS）场效应管
5.1.1 N沟道增强型MOSFET 5.1.2 N沟道耗尽型MOSFET 5.1.3 P沟道MOSFET 5.1.4 沟道长度调制效应 5.1.5 MOSFET的主要参数
模电课件第五章
5.1.1 N沟道增强型MOSFET
图5.1.2(d)vGS>VT，vDS较大出现夹断时，iD趋于饱和
模电课件第五章
2. 工作原理
(2)vDS对沟道的控制作用
预夹断后，vDS 夹断区延长 沟道电阻 ID基本不变，
达到饱和
第5章 场效应管放大电路
模电课件第五章
2. 工作原理
(2)vDS对沟道的控制作用
VDS并不能控制iD。
要增大iD，须增大VGS， 使沟道加宽；
图5.1.2(b)vGS≥VT时，出现N型沟道模电课件第五章
2. 工作原理
(2)vDS对沟道的控制作用
VDD s VGG g
iD 迅 速 增 d大
N+
N+
N型(感生)沟道
P
加上VDS VGS>VT
第5章 场效应管放大电路
VDS=0 iD=0
VDS iD 沟道成楔形 （VGS –VDS > VT ）见图(c)
第5章 场效应管放大电路
模电课件第五章
3. V-I 特性曲线及大信号特性方程
(1)输出特性
iD f(vDS) vG Scon s t.
第5章 场效应管放大电路
①截止区
当 vGS ＜ VT 时 ， 导 电 沟 道 尚 未 形 成，iD＝0，为截止工作状态。
②可变电阻区
iD2 K n(v G S V T )v DS
rdso
dvDS diD
1 vGS常数 2Kn(vGSVT)
rdso是一个受vGS控制的可变电阻
③ 饱和区（恒流区又称放大区）
vGS >VT ，且vDS≥(vGS－VT)
iD
Kn (vGS
VT )2
I
DO
(
vGS VT
1) 2
Kn为电导常数，单位：mA/V2
IDOKnVT2
模电课件第五章
是vGS＝2VT时的iD
第5章 场效应管放大电路
JFET输入电阻约106 ～109 。 而绝缘栅FET输入电阻可高达1015 。
金属-氧化物-半 导体场效应管 （MOSFET）
增强型 当UGS=0时 ，D、S之间没有导电 沟道，ID=0，称为增强型场效应晶体管
耗尽型 当UGS=0时 ，D、S之间就存在 导电沟道，称为耗尽型场效应晶体管
第5章 场效应管放大电路
§5 场效应管放大电路
✓5.1 -氧化物-半导体(MOS)场效应管 ✓5.2 MOSFET放大电路 ✓5.3 结型场效应管(JFET) *5.4 砷化镓金属-半导体场效应管
5.5 各种放大器件电路性能比较
模电课件第五章
第5章 场效应管放大电路
场效应管
电压控制电流型器件 单极型器件