MOSFET开关损耗计算
大功率电源中,MOS器件耗散的两种方式,你知道吗？
大功率电源中，MOS器件耗散的两种方式，你知道
吗？
本文主要为大家介绍了在大功率电源当中MOS器件耗散的两种方式。
通过对这两种方式的讲解，详细大家都能够对其中的一些关键点理解透彻。
同步整流器的耗散
对于除最大负载外的所有负载，在开、关过程中，同步整流器的MOSFET 的漏源电压通过捕获二极管箝制。
因此，同步整流器没有引致开关损耗，使其功率耗散易于计算。
需要考虑只是电阻耗散。
最坏情况下损耗发生在同步整流器负载系数最大的情况下，即在输入电压为最大值时。
通过使用同步整流器的RDS（ON）HOT和负载系数以及欧姆定律，就可以计算出功率耗散的近似值：
PDSYNCHRONOUSRECTIFIER=[ILOAD2×RDS（ON）HOT]×[1>-）]
开关MOSFET的耗散
开关MOSFET电阻损耗的计算与同步整流器的计算相仿，采用其（不同的）负载系数和RDS（ON）HOT：PDRESISTIVE=[ILOAD2×RDS（ON）HOT]×（VOUT/VIN）
由于它依赖于许多难以定量且通常不在规格参数范围、对开关产生影响的因素，开关MOSFET的开关损耗计算较为困难。
在下面的公式中采用粗略的近似值作为评估一个MOSFET的第一步，并在以后在实验室内对其性能进行验证：PDSWITCHING=（CRSS×VIN2×fSW×ILOAD）/IGATE。
其中CRSS为MOSFET的反向转换电容（一个性能参数），fSW为开关频率，而IGATE为MOSFET的启动阈值处（栅极充电曲线平直部分的VGS）的MOSFET栅极驱动的吸收电流和的源极电流。
mos管功耗计算[精华]
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计算功率耗散要确定一个MOSFET场效应管是否适于某一特定应用，需要对其功率耗散进行计算。
耗散主要包括阻抗耗散和开关耗散：PDDEVICETOTAL=PDRESISTIVE+PDSWITCHING由于MOSFET的功率耗散很大程度上取决于其导通电阻(RDS(ON))，计算RDS(ON)看似是一个很好的着手之处。
但MOSFET的导通电阻取决于结温TJ。
返过来，TJ 又取决于MOSFET中的功率放大器耗散和MOSFET的热阻(ΘJA)。
这样，很难确定空间从何处着手。
由于在功率耗散计算中的几个条件相互依赖，确定其数值时需要迭代过程(图1)。
这一过程从首先假设各MOSFET的结温开始，同样的过程对于每个MOSFET单独进行。
MOSFET的功率耗散和允许的环境温度都要计算。
当允许的周围温度达到或略高于电源封装内和其供电的电路所期望的最高温度时结束。
使计算的环境温度尽可能高看似很诱人，但这通常不是一个好主意。
这样做将需要更昂贵的MOSFET、在MOSFET下面更多地使用铜片，或者通过更大或更快的风扇使空气流动。
所有这些都没有任何保证。
在某种意义上，这一方案蒙受了一些“回退”。
毕竟，环境温度决定MOSFET的结温，而不是其他途径。
但从假设结温开始所需要的计算，比从假设环境温度开始更易于实现。
对于开关MOSFET和同步整流器两者，都是选择作为此迭代过程开始点的最大允许裸片结温(TJ(HOT))。
大多数MOSFET数据参数页只给出25°C的最大RDS(ON)，，但近来有一些也提供了125°C的最大值。
MOSFETRDS(ON)随着温度而提高，通常温度系数在0.35%/°C至0.5%/°C的范围内(图2)。
如果对此有所怀疑，可以采用更悲观的温度系数和MOSFET在25°C规格参数(或125°C的规格参数，如果有提供的话)计算所选择的TJ(HOT)处的最大RDS(ON)：RDS(ON)HOT=RDS(ON)SPEC×[1+0.005×(TJ(HOT)?TSPEC)]其中，RDS(ON)SPEC为用于计算的MOSFET导通电阻，而TSPEC为得到RDS(ON)SPEC 的温度。
关于MOSFET驱动电阻值的计算
关于MOSFET驱动电阻值的计算MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管）是一种常用的功率开关器件，用于控制电流和电压。
在使用MOSFET时，为了保证其正常工作，需要通过驱动电路来控制其开关过程。
其中驱动电阻的选择对于MOSFET的性能和稳定性具有重要影响。
驱动电阻的作用是提供足够的电流来充放电MOSFET的栅极电容。
当MOSFET的栅极电压发生变化时，栅极电容需要从高电平充电到低电平或从低电平放电到高电平。
驱动电阻决定了栅极电压变化的速度和能量损耗。
过大的驱动电阻会导致栅极电压变化缓慢，影响开关速度和效率。
过小的驱动电阻则会导致大电流流过驱动电路，增加功耗和发热。
驱动电阻的计算涉及多个参数，包括MOSFET的栅极电容（Cgs）和栅极电压变化（ΔVgs）。
栅极电容是指MOSFET的栅极与源极之间的电容，通常在MOSFET的数据手册中可以找到。
栅极电压变化是指栅极电压从高电平变为低电平或从低电平变为高电平的差值。
首先，需要计算充放电时间。
充电时间可以通过以下公式计算：tcharge = 2.2 * Rg * Cgs其中tcharge为充电时间，Rg为驱动电阻的阻值，Cgs为栅极电容。
接下来，需要计算放电时间。
放电时间可以通过以下公式计算：tdischarge = 2.2 * Rg * Cgs * ln(Vgs_high/Vgs_low)其中tdischarge为放电时间，Vgs_high为栅极电压的高电平，Vgs_low为栅极电压的低电平，ln为自然对数。
总的开关时间可以通过以下公式计算：ts = tcharge + tdischarge其中ts为总的开关时间。
根据以上计算，可以根据所需的开关速度和栅极电容的数值来选择合适的驱动电阻。
通常情况下，驱动电阻的阻值应该在几百欧姆到几千欧姆之间。
除了开关速度，还需要考虑功耗和发热问题。
驱动电阻过小会导致大电流流过驱动电路，增加功耗和发热。
因此，在选择驱动电阻时，需要综合考虑开关速度、功耗和发热等因素。
浅析开关电源MOS的损耗计算与选型原则
浅析开关电源MOS的损耗计算与选型原则
MOS设计选型的几个基本原则
建议初选之基本步骤：
1 电压应力
在电源电路应用中，往往首先考虑漏源电压 VDS 的选择。
在此上的基本原则为MOSFET 实际工作环境中的最大峰值漏源极间的电压不大于器件规格书中标称漏源击穿电压的90% 。
即：
VDS_peak ≤90% * V(BR)DSS
注：一般地， V(BR)DSS 具有正温度系数。
故应取设备最低工作温度条件下之 V(BR)DSS 值作为参考。
2 漏极电流
其次考虑漏极电流的选择。
基本原则为MOSFET 实际工作环境中的最大周期漏极电流不大于规格书中标称最大漏源电流的90% ；漏极脉冲电流峰值不大于规格书中标称漏极脉冲电流峰值的90% 即：
ID_max ≤90% * ID
ID_pulse ≤90% * IDP
注：一般地， ID_max 及 ID_pulse 具有负温度系数，故应取器件在最大结温条件下之 ID_max 及 ID_pulse 值作为参考。
器件此参数的选择是极为不确定的—主要是受工作环境，散热技术，器件其它参数（如导通电阻，热阻等）等相互制约影响所致。
最终的判定依据是结点温度（即如下第六条之“耗散功率约束”）。
根据经验，在实际应用中规格书目中之 ID 会比实际最大工作电流大数倍，这是因为散耗功率及温升之限制约束。
在初选计算时期还须根据下面第六条的散耗功率约束不断调整此参数。
建议初选于3~5 倍左右 ID = (3~5)*ID_max。
3 驱动要求
MOSFEF 的驱动要求由其栅极总充电电量（Qg ）参数决定。
在满足其它参数要求的情。
浅论MOSFET的损耗及软开关
浅论MOSFET的损耗及软开关dog72MOSFET等效模型损耗分析导通损耗主要是Rdson上的有效电流产生的损耗，无需多言。
主要分析的是MOS开通和关断造成的损耗。
驱动损耗驱动损耗是栅极对结电容Cgs+Cgd充放电所造成的能量损失，主要和驱动电压的平方成正比，与频率和电容量成正比。
漏极电荷损耗漏极电压存储在Cgd+Cds上的电荷，会在MOS开关时不断的充放电，造成能量损失。
这部分与驱动损耗类似，只是电压为漏极电压的平方。
开通损耗开通损耗主要是因为在开通的过程中漏极因结电容的影响电压不能突变。
这样，开通损耗=0Ton ds d V I ⋅⎰。
假如电路为漏极接电感的Boost 拓扑，考虑最坏情况此处损耗功率为输出电压与电感最大电流的乘积的二分之一。
由于，开通损耗是存在于每个周期的，所以随着开关频率的提高，开通损耗线性增长。
关断损耗关断损耗产生的原因，主要是功率电感上电流不能突变，因而当MOS 关断时造成漏极电压突变（考虑漏极结电容的影响，电压并不会突变，但在大电流模式下因结电容很小所以可以近似为突变）。
与开通损耗类似的，最坏情况损耗功率为输出电压与电感最大电流的乘积的二分之一。
开关损耗开通损耗与关断损耗的和为MOS 的开关损耗，从0Ton ds d V I ⋅⎰可以得出三种方法可以降低开关损耗：1、 提高开关速度2、 开关动作时，使得漏极电压为零（或很低）3、 开关动作时，使得漏极电流为零（或很低） MOSFET 误导通和击穿MOS 的误导通和击穿会造成很大的损耗甚至损坏电路，所以有必要讨论一下。
根据MOS 等效模型，MOS 在关断的情况下有两种可能被强制开通：1、 当漏极出现很强的电压变化率时（即dv/dt 很大），等效网络“Rds-Cgd-Rg-Cgs-驱动内阻”内会产生很高的电流，如果Rg+驱动内阻足够大，则很有可能导致Cgs 上的电压瞬间超过开通门限，导致MOS 误导通2、 与上同样的dv/dt ，会在等效网络“Rds-Cds-Rb ”内产生很高的电流，如果这个电流在Rb 上的电压超过寄生BJT 的导通电压，则会导致BJT 导通形成击穿。
MOS管功耗计算
MOSFET 耗散功率的估算前言1．Mosfet耗散功率的估算§1.1 Mosfet管的工作原理简介理想情况下,MOSFET管仅仅只起到开关作用。
典型电路简图如图1.1所示，U1为电池放电输出图1.1I 为电池放电电流，桥式连接，在上半个周期内M2和M3导通，U2电压为正，在下半个周期内，M1和M4导通，U2电压为负。
于是输出的电压U2就好比是交流电。
理想情况下，电池输出功率等于负载功率，即：W battery = U1*I1= W Load =U2*I2 ⑴但实际上，由于电路上的损耗，W battery = U1* I1 = W Load/ŋ =U2*I2 /ŋ⑵由公式⑵可以看出，当负载功率增大时，电流增大。
而当流经MOSFET管的电流增大时，那么消耗在MOSFET的能量就增大。
为了保证UPS系统能安全正常的运行，我们在设计MOSFEET的散热片时，必须考虑到UPS 的过载运行情况，依次为依据来设计散热片。
必须的补充一点的是，由于MOSFET管起着开关作用，并不是时刻都在导通，由图1.1可以看出，每个MOSFET管各导通半个周期。
§1.2 Mosfet管的功率消耗在实际工作状态下，用于开关作用的场效应管不可避免的存在功率损耗，通常表现在两个方面：（1）MOSFET在通态时，由于通态电阻大，通态损耗比较大，但通态电阻具有正的温度效应，温度升高，电阻增大，故MOSFET管的功耗比较均匀。
（2）MOSFET在电流非零时强制关断，在电压非零时开启，MOSFET关断时，与之串联的变压器之电感将产生感生电压尖峰；MOSFET开启时，变频器开启又将产生翻转电流。
但是，虽然MOSFET的工作频率很高，但开关时间很短，在（NS）范围之内，所以开关损耗占总损耗比率较小。
（3）基极电阻引起的驱动损耗，在MOSFET管中，由于驱动电流很小，常忽略不计。
由此可以描绘出MOSFET源极电流Is,漏源极间电压Vds随时间变化曲线如图1.2所示则MOSFET 单位时间的功率损耗P=f*∫V ds （t ）*I s （t ）d t （*）f 为MOSFET 工作频率 图1.2I D 表示漏极电流，Vds 表示作用在源漏极电压。
dcdc功率损耗计算公式
dcdc功率损耗计算公式DC/DC功率损耗计算公式是用来计算DC/DC转换器中的功率损耗的公式。
DC/DC转换器是一种将直流电能转换为不同电压或电流的装置，常用于各种电子设备中。
在DC/DC转换器中，由于电能的转换过程存在一定的损耗，需要通过功率损耗计算公式来评估转换器的效率和损耗情况。
DC/DC功率损耗计算公式通常包括两部分，即开关损耗和导通损耗。
开关损耗是指在转换器的开关元件（如晶体管、MOSFET等）开关过程中产生的能量损耗。
导通损耗是指在转换器的导通状态下，由于电流通过开关元件而产生的能量损耗。
下面将分别介绍这两部分的计算方法。
1. 开关损耗计算：开关损耗与开关元件的开关频率和电压有关。
通常，开关损耗可以通过以下公式计算：开关损耗 = 0.5 * Qg * f * V^2其中，Qg为开关元件的总电荷，f为开关频率，V为开关电压。
从公式可以看出，开关损耗与开关频率和开关电压的平方成正比，因此在设计转换器时，需要合理选择开关元件的参数，以降低开关损耗。
2. 导通损耗计算：导通损耗与开关元件的导通电阻和电流有关。
通常，导通损耗可以通过以下公式计算：导通损耗 = Rdson * I^2其中，Rdson为开关元件的导通电阻，I为开关电流。
从公式可以看出，导通损耗与导通电阻和电流的平方成正比，因此在设计转换器时，需要选择低导通电阻的开关元件，以降低导通损耗。
3. 总功率损耗计算：总功率损耗等于开关损耗和导通损耗之和：总功率损耗 = 开关损耗 + 导通损耗通过计算总功率损耗，可以评估转换器的效率和损耗情况。
一般来说，转换器的效率越高，功率损耗就越低。
DC/DC功率损耗计算公式的应用可以帮助工程师评估转换器的性能，并优化设计方案。
在实际应用中，除了功率损耗计算公式外，还需要考虑一些其他因素，如温度、材料损耗等。
因此，在设计和选择转换器时，需要综合考虑各种因素，以获得最佳的性能和效率。
DC/DC功率损耗计算公式是评估转换器性能的重要工具。
MOS开关损耗计算
MOS开关损耗计算MOSFET开关损耗1、开通过程中MOSFET开关损耗功率MOSFET的栅极电荷特性如图1所示。
值得注意的是：下面的开通过程对应着BUCK变换器上管的开通状态，对于下管是0电压开通，因此开关损耗很小，可以忽略不计。
图1：MOSFET开关过程中栅极电荷特性开通过程中，从t0时刻起，栅源极间电容开始充电，栅电压开始上升，栅极电压为：其中：，VGS为PWM栅极驱动器的输出电压，Ron为PWM栅极驱动器内部串联导通电阻，Ciss为MOSFET输入电容，Rg为MOSFET的栅极电阻。
VGS电压从0增加到开启阈值电压VTH前，漏极没有电流流过，时间t1为：VGS电压从VTH增加到米勒平台电压VGP的时间t2为：VGS处于米勒平台的时间t3为：t3也可以用下面公式计算：注意到了米勒平台后，漏极电流达到系统最大电流ID，就保持在电路决定的恒定最大值ID，漏极电压开始下降，MOSFET固有的转移特性使栅极电压和漏极电流保持比例的关系，漏极电流恒定，因此栅极电压也保持恒定，这样栅极电压不变，栅源极间的电容不再流过电流，驱动的电流全部流过米勒电容。
过了米勒平台后，MOSFET完全导通，栅极电压和漏极电流不再受转移特性的约束，就继续地增大，直到等于驱动电路的电源的电压。
MOSFET开通损耗主要发生在t2和t3时间段。
下面以一个具体的实例计算。
输入电压12V，输出电压3.3V/6A，开关频率350kHz，PWM栅极驱动器电压为5V，导通电阻1.5Ω，关断的下拉电阻为0.5Ω，所用的MOSFET为AO4468。
具体参数为：Ciss=955pF，Coss=145pF，Crss=112pF，Rg=0.5Ω；当VGS=4.5V，Qg=9nC；当VGS=10V，Qg=17nC，Qgd=4.7nC，Qgs=3.4nC；当VGS=5V且ID=11.6A，跨导gFS=19S；当VDS=VGS且ID=250μA，VTH=2V；当VGS=4.5V且ID=10A，RDS(ON)=17.4mΩ。
开关电源参数计算
（1）输入电压：185V AC~240V AC（2）输出电压1：+5VDC ，额定电流1A ，最小电流750mA ； （3）输出电压2：+12VDC ，额定电流1A ，最小电流100mA ； （4）输出电压3：-12VDC ，额定电流1A ，最小电流100mA ； （5）输出电压4：+24VDC ，额定电流1.5A ，最小电流250mA ；（6）输出电压纹波：+5V ，±12V ：最大100mV （峰峰值）；+24V ：最大250mV （峰峰值）（7）输出精度：+5V ，±12V ：最大± 5%；+24V ：最大± 10%； （8）效率：大于80% 3. 参数计算 （1）输出功率：5V 112V 1224V 1.565out P A A A W =⨯+⨯⨯+⨯= （3-1）（2）输入功率：6581.2580%0.8out in P WP W === （3-2） （3）直流输入电压：采用单相桥式不可控整流电路(max)240VAC 1.414=340VDC in V =⨯ （3-3） (min)185VAC 1.414=262VDC in V =⨯ （3-4）（4）最大平均电流：(max)(min)81.250.31262in in in P WI A V V=== （3-5） （5）最小平均电流：(min)(max)81.250.24340in in in P WI A V === （3-6） （6）峰值电流：可以采用下面两种方法计算，本文采用式（3-8）的方法。
(min)max (min)(min)225581.25 1.550.4262out out out Pk C in in in P P P WI I A V D V V V ⨯======⨯ （3-7）min 5.5 5.581.25 1.71262out Pk C in P WI I A V V⨯==== （3-8） （7）散热：基于MOSFET 的反激式开关电源的经验方法：损耗的35%是由MOSFET 产生，60%是由整流部分产生的。
开关电源的开关损耗
开关电源的开关损耗作者：Roger Kenyon 美信公司应用工程部总监Switching loss in switch-mode power supplies基于电感的开关电源（SM-PS）包含一个功率开关，用于控制输入电源流经电感的电流。
大多数开关电源设计选择MOSFET作开关（图1a中Q1），其主要优点是MOSFET在导通状态具有相对较低的功耗。
MOSFET完全打开时的导通电阻（RDS(ON)）是一个关键指标，因为MOSFET的功耗随导通电阻变化很大。
开关完全打开时，MOSFET的功耗为ID2与RDS(ON)的乘积。
如果RDS(ON)为0.02W，ID为1A，则MOSFET功耗为0.02*12=0.02W。
功率MOSFET的另一功耗源是栅极电容的充放电。
这种损耗在高开关频率下非常明显，而在稳态（MOSFET连续导通）情况下，MOSFET 栅极阻抗极高，典型的栅极电流在纳安级，因此，这时栅极电容引起的功耗则微不足道。
转换效率是SMPS的重要指标，须选择尽可能低的RDS(ON)。
MOSFET制造商也在坚持不懈地开发低导通电阻的MOSFET，以满足这一需求。
随着蜂窝电话、PDA及其他电子设备的体积要求越来越小，对电子器件，包括电感、电容、MOSFET 等的尺寸要求也更加苛刻。
减小SMPS体积的通用方法是提高它的开关频率，开关频率高容许使用更小的电感、电容，使外部元件尺寸最小。
不幸的是，提高SMPS的开关频率会降低转换效率，即使MOSFET的导通电阻非常小。
工作在高开关频率时，MOSFET的动态特性，如栅极充放电和开关时间变得更重要。
可以看到在较高的开关频率时，高导通电阻的MOSFET反而可以提高SMPS的效率。
为了理解这个现象就不能只看MOSFET的导通电阻。
下面讨论了N沟道增强型MOSFET的情况，其它类型的MOSFET具有相同结果。
图1. 一个典型的升压转换器（a）利用MOSFET控制流经电感至地。
MOSFET的损耗分析与工程近似计算
个 寄 生 电容 ： ， ， ｃ。
ｃ ｓｃ ｃ Ｂ＝ （） １
Ｃ ＝ ＋ 帼
Ｃ－￣ ． Ｃ
（） ２
（ ３）
其中 Ｃ 为 输 入 电 容 ， 为 输 出 电容 ， 为反 向 传 输 电 Ｃ Ｃ
容 。这 些微 小 的 极 间 电容 是 提 高 开 关效 率 的 关 键 ， 别 是 开 特
’ ， ｒ
Ｖｔ
是在 基于极 间 电容 是定值 的假设 ， 际上 ， 实 极间 电容是外加
厂
— —
， ｌ
Ｉ Ｉ － ＝ ．
电 压 的 函 数 。例 如 ， Ｓ Ｅ Ｍ０ Ｆ Ｔ的 Ｃ 为一 非 线 性 电容 ， 的 电 它 容 值 随器 件 极 间 电压 ． 变 化 而变 化 ，它们 之 间 的关 系式 岫 的
子 发 生 器 及 其 附属 设 备 提 出 了 很 高 的 要 求 ．特 别 是 直 流 高
压 、 关磁铁 、 析磁铁 、 开 分 四极 透 镜 等 电 源 必须 保 证 长 时 间稳 定 可靠 的 工 作 。其 中开 关 磁 铁 电源 、 析 磁 铁 电源 、 极 透 镜 分 四
电源等恒 流电源的基本 拓扑结构 为 Ｂ ｃ ｕ ｋ式 Ｐ ＷＭ 半 桥 转 换 器 ．功 率 器 件 为 功 率 ＭＯ Ｆ Ｔ Ｓ Ｅ 。功 率 ＭＯ Ｆ Ｔ是 ２ ＳＥ Ｏ世 纪 ７ ０ 年 代 ． 集 成 电 路 工 艺 基 础 上 发 展 起 来 的 半 导 体 电力 电子 器 在
Ｊ
一＼ 一 ， ｒ ｉ
图 ２ 导通 过 程
Ｆｉ． Ｔ ｏ ｄ ｃ ｏ ｒｃ ｓ ｇ２ ｈｅｃ ｎ ｕ ｔ ｎ ｐｏ ｅ ｓ ｉ
为 ：ｃｖ＝ ｃ ｘ ￣Ｑ ，其 中 Ｑ 日为栅荷系数 ， Ｓ Ｅ ＭＯ Ｆ Ｔ开关 完全 打开
MOS管功耗计算
计算功率耗散要确定一个MOSFET场效应管是否适于某一特定应用，需要对其功率耗散进行计算。
耗散主要包括阻抗耗散和开关耗散：PDDEVICETOTAL=PDRESISTIVE+PDSWITCHING由于MOSFET的功率耗散很大程度上取决于其导通电阻(RDS(ON))，计算RDS(ON)看似是一个很好的着手之处。
但MOSFET的导通电阻取决于结温TJ。
返过来，TJ 又取决于MOSFET中的功率放大器耗散和MOSFET的热阻(ΘJA)。
这样，很难确定空间从何处着手。
由于在功率耗散计算中的几个条件相互依赖，确定其数值时需要迭代过程(图1)。
这一过程从首先假设各MOSFET的结温开始，同样的过程对于每个MOSFET单独进行。
MOSFET的功率耗散和允许的环境温度都要计算。
当允许的周围温度达到或略高于电源封装内和其供电的电路所期望的最高温度时结束。
使计算的环境温度尽可能高看似很诱人，但这通常不是一个好主意。
这样做将需要更昂贵的MOSFET、在MOSFET下面更多地使用铜片，或者通过更大或更快的风扇使空气流动。
所有这些都没有任何保证。
在某种意义上，这一方案蒙受了一些“回退”。
毕竟，环境温度决定MOSFET的结温，而不是其他途径。
但从假设结温开始所需要的计算，比从假设环境温度开始更易于实现。
对于开关MOSFET和同步整流器两者，都是选择作为此迭代过程开始点的最大允许裸片结温(TJ(HOT))。
大多数MOSFET数据参数页只给出25°C的最大RDS(ON)，，但近来有一些也提供了125°C的最大值。
MOSFETRDS(ON)随着温度而提高，通常温度系数在0.35%/°C至0.5%/°C的范围内(图2)。
如果对此有所怀疑，可以采用更悲观的温度系数和MOSFET在25°C规格参数(或125°C的规格参数，如果有提供的话)计算所选择的TJ(HOT)处的最大RDS(ON)：RDS(ON)HOT=RDS(ON)SPEC×[1+0.005×(TJ(HOT)?TSPEC)]其中，RDS(ON)SPEC为用于计算的MOSFET导通电阻，而TSPEC为得到RDS(ON)SPEC 的温度。
工程师必读开关电源MOS的8大损耗
工程师必读开关电源MOS的8大损耗在器件设计选择过程中需要对MOSFET的工作过程损耗进行先期计算（所谓先期计算是指在没能够测试各工作波形的情况下，利用器件规格书提供的参数及工作电路的计算值和预计波形，套用公式进行理论上的近似计算）。
MOSFET的工作损耗基本可分为如下几部分：1、导通损耗Pon导通损耗,指在MOSFET完全开启后负载电流（即漏源电流）IDS(on)(t)在导通电阻RDS(on)上产生之压降造成的损耗。
导通损耗计算：先通过计算得到IDS(on)(t)函数表达式并算出其有效值IDS(on)rms，再通过如下电阻损耗计算式计算：Pon=IDS(on)rms2×RDS(on)×K×Don说明：计算IDS(on)rms时使用的时期仅是导通时间Ton，而不是整个工作周期Ts；RDS(on)会随IDS(on)(t)值和器件结点温度不同而有所不同，此时的原则是根据规格书查找尽量靠近预计工作条件下的RDS(on)值（即乘以规格书提供的一个温度系数K）。
2、截止损耗Poff截止损耗，指在MOSFET完全截止后在漏源电压VDS(off)应力下产生的漏电流IDSS造成的损耗。
截止损耗计算：先通过计算得到MOSFET截止时所承受的漏源电压VDS(off)，在查找器件规格书提供之IDSS，再通过如下公式计算：Poff=VDS(off)×IDSS×（1-Don）说明：IDSS会依VDS(off)变化而变化，而规格书提供的此值是在一近似V(BR)DSS条件下的参数。
如计算得到的漏源电压VDS(off)很大以至接近V(BR)DSS则可直接引用此值，如很小，则可取零值，即忽略此项。
3、开启过程损耗开启过程损耗，指在MOSFET开启过程中逐渐下降的漏源电压VDS(off_on)(t)与逐渐上升的负载电流（即漏源电流）IDS(off_on)(t)交叉重叠部分造成的损耗。
MOS在开关电路中的应用与计算
小於0.6V，此時diode無法導通，所有電流均
流經RDS，在t3階段，溝道電阻線性下降到 RDS(ON)，MOS完全導通。啟開損耗為：
(t1
*VF
+ t2
*VF
+
t3
* VF
+
IO
*1.1* RDS (O 2
) )IO * FSW
關閉損耗:如圖所示，L-side MOS關閉過程為開啟逆過程，則L-side MOS關閉損耗與開啟損耗相同。 驅動損耗：和H-side MOS一樣，其驅動損耗為
ID線性增加到Io,VDS基本不變,所以此段時間內功耗為： E t2-t1=Io*VDS* (t2-t1)/2
t2-t3期間, Io不變,VDS基本呈線 性下降,所以此段時間內功耗為：
E t3-t2=Io*VDS* (t3-t2)/2
所以開通時開關損耗為Psw(on)=Io*VDS* (t3-t1)*Fsw/2
= RDS (O
)
*
I
2 O
*D
+
1 2
IO
*VDS
* (tr
+
tf
) * FSW
+ QG *VG * FSW
2：Low-side MOS損耗（PL） 導通損耗：Pon=Irms2*Rds(on)*(1-D)
開啟損耗：L-side MOS 由於是D端為負壓， 開啟前期DS間電流會從寄生diode流過，和H-
下面以IRF6337(H)和IRF6618(L)的参数表为例来说明下MOS选取应该注 意的参数几个参数.
MOS好坏的判断
量测之前，先把GS两端短路放电，然后用欧姆表量测DSG任意两端电 阻为M欧级，假若先量测GS，再量测DS两端电阻，其阻值会明显 变小或者通路。
MOSEFT分析_理解功率MOSFET的开关损耗
MOSEFT分析_理解功率MOSFET的开关损耗MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管）是一种常用的功率开关器件，广泛应用于电子设备中。
在使用MOSFET作为开关时，理解功率MOSFET的开关损耗对于器件的设计和优化至关重要。
在使用MOSFET作为开关时，有两种主要的损耗：导通损耗和开关损耗。
导通损耗发生在MOSFET处于导通状态时，由通道电阻引起。
通道电阻主要取决于MOSFET的结构设计和材料特性。
当MOSFET导通时，通道电阻会导致功率损耗。
通道电阻越大，导通损耗就越高。
为了降低导通损耗，可以通过选择低通道电阻的MOSFET，或者采用并联的MOSFET来减少通道电阻。
开关损耗发生在MOSFET从导通状态切换到截止状态时。
在这个过程中，MOSFET的电荷会被注入或移除，导致一定的电流和电压损耗。
开关损耗与MOSFET的导通速度有关。
当MOSFET的导通速度较慢时，电荷的注入或移除需要更长的时间，导致开关损耗增加。
为了降低开关损耗，可以选择导通速度较快的MOSFET，或者采用驱动电路来控制MOSFET的导通和截止过程。
为了更好地理解MOSFET的开关损耗，可以从以下几个方面进行分析：1.转换时间：转换时间是指MOSFET从导通到截止或从截止到导通的时间。
转换时间越长，开关损耗越高。
可以通过选择合适的MOSFET或者优化驱动电路来减少转换时间，从而降低开关损耗。
2.电流和电压：MOSFET的开关损耗与电流和电压有关。
在开关过程中，电流和电压的变化会导致电荷的注入和移除，从而产生开关损耗。
因此，在设计和优化MOSFET开关电路时，需要考虑电流和电压的大小和变化。
3.功率损耗分布:功率损耗分布是指在MOSFET的导通和截止状态中，各个损耗所占的比例。
对于导通损耗，主要是通道电阻引起的；对于开关损耗，主要是电荷移动引起的。
理解功率损耗的分布可以帮助进行合理的设计和优化。
最后，需要注意的是，功率MOSFET的开关损耗不仅仅由MOSFET本身的特性决定，还与驱动电路的设计有关。
mosfet功率计算
mosfet功率计算MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管）是一种常用的功率开关器件，广泛应用于电子设备和电路中。
在设计和应用MOSFET时，了解和计算功率是非常重要的。
本文将介绍MOSFET功率计算的基本原理和方法。
首先，我们需要了解MOSFET的基本结构和工作原理。
MOSFET 由源极、漏极和栅极组成，其中栅极与源极之间的电压控制了漏极和源极之间的电流。
当栅极电压高于阈值电压时，MOSFET处于导通状态，电流可以从漏极流向源极；当栅极电压低于阈值电压时，MOSFET处于截止状态，电流无法通过。
在MOSFET的导通状态下，功率计算可以通过以下公式进行：功率（P）= 电流（I） ×电压（V）其中，电流可以通过欧姆定律计算得到：电流（I）= 电压（V）/ 电阻（R）在MOSFET中，漏极和源极之间的电阻可以通过数据手册或实际测量得到。
根据MOSFET的工作电压和电流，我们可以计算出功率。
然而，由于MOSFET的导通状态下存在导通电阻和开关损耗，实际功率计算需要考虑这些因素。
导通电阻是由MOSFET的导通电流引起的电压降，可以通过测量漏极和源极之间的电压差来计算。
开关损耗是由MOSFET在开关过程中产生的能量损耗，可以通过测量开关过程中的电流和电压来计算。
为了准确计算MOSFET的功率，我们需要考虑导通电阻和开关损耗，并将其加入到功率计算公式中。
具体计算方法可以参考MOSFET 的数据手册或相关文献。
此外，MOSFET的温度也会对功率计算产生影响。
由于MOSFET 在工作过程中会产生热量，温度的升高会导致功率损耗增加。
因此，在功率计算中，我们还需要考虑MOSFET的热阻和散热条件，以确保设备的稳定工作。
综上所述，MOSFET功率计算是设计和应用MOSFET时必不可少的一部分。
通过了解MOSFET的基本结构和工作原理，以及考虑导通电阻、开关损耗和温度等因素，我们可以准确计算MOSFET的功率。