变压器设计公式--全桥变换器
全桥变压器计算公式
AP 磁芯：38.4AP 需要： 4.509803922匝数电流线规股、层数初级358 5.8309次级1402.22222进线输出参数VA：4540输入电压：220AcinmaxAcinmin输出1电流1输出22421984640说明AEAQ输出功率频率效率4.881840500.85说明输入功率最高电压最低电压2164.705882326.7267.3297说明AP 磁芯：38.4AP 需要： 4.509803922初级匝数初级电流进线电流34.03125取值35计算结果：请输入如下数据：功率容量的计算初级匝数的计算匝数比CM M T Q E K K B P A A A P δη⎰⨯=⨯=2106eM INMAX A B V NP⎰=4108211p p UU a an •-=次级匝数6.023194912取值1初级电感初级电流I AVG8.0984133278A 初级峰值电流A 初级脉动电流A 初级有效值电流A电流电流密度绕组截面积线规初级参数计算8240.686次级参数计算2036.66666667350k0.29线径0.4500.4000.3500.3200.290.2250.2330.215代号线径股数截面积H10.25140.68688计算结果：合股线初级电感量的计算inonTP t E L P 222=211p p UU a an •-=长度电流2输出3电流3磁感应强度Bm电流密度绕组占空系数磁芯占空系数600020.41 Dmax周期毫秒最大导通时间0.36207.2BM=1000输入电流的平均值初级峰值电流初级脉动电流初级有效值电流股数匝长匝数引出端总长5.83090379352.2222222221100k 25k0.210.42截面积0.1623019.800.1280022.120.1021024.440.0804627.320.06656.63圆导线穿透深度表线规表inAVGV P I Im 0•=η311a I I P •=。
变压器的设计步骤和计算公式
这部分能量被称为变压器漏感。
开关断开后，漏感能量不会传递到次级，而是在变压器初级绕组和开关之间产生高压
尖峰。此外，还会在断开的开关和初级绕组的等效电容与变压器的漏感之间，产生高
频振铃如果该尖峰的峰值电压超过开关元件(通常为功率MOSFET)的击穿电压，就会导
流对漏极电容充电(图3a)。当初级绕组电压达到由变压器匝数所定义的反射输出电压
(VOR)时，次级二极管关断，励磁能量传递到次级。漏感能量继续对变压器和漏极电容
充电，直到初级绕组电压等于箝位电容电压，此时，阻断二极管导通，漏感能量被转
移到箝位电容(图4a)。经由电容吸收的充电电流将漏
极节点峰值电压箝位到VIN(MAX)+VC(MAX)。漏感能量完全转移后，阻断二极管关断，
C
其它型号磁芯估算MLT可依此方法类推。
2）按下试计算各绕组铜损
Pcu = (Nn × MLT × R n ) × In2
式中：Pcun --第n绕组铜损，单位为瓦
Nn ---- 第n绕组匝数，单位为匝
MLT ---均绕组长度，单位为m
Rn ---- 第n绕组导线每米长电阻，单位为Ω；
In2 ---第n绕组额定电流，单位为A；
C0 =
I OUT (max )
f min ×V 纹波(max )
一、变压器的设计步骤和计算公式
1.1 变压器的技术要求:
V
输入电压范围；
输出电压和电流值；
输出电压精度；
效率ηη；
磁芯型号；
工作频率f；
最大导通占空比Dmax；
最大工作磁通密度Bmax;
其它要求。
全桥变压器计算公式
34.03125
取值
35
匝数比
初级电流 进线电流
n a • U p1 1 a U p2
次级匝数
6.023194912
取值
1
初级电感量的计算
L E2to2n P 2TPin
计算结果： 初级电感 初级电流
n a • U p1 1 a U p2
IAVG
8.098413327
8
A
初级峰值电流
A
初级脉动电流
计算结果： AP磁芯： AP需要：
初级 次级 进线
38.4
4.509803922
匝数
电流
35
1
线规 8 40
请输入如下数据：
输出参数VA： 输入电压：
45
40
220
股、层 数
5.8309 2.22222
说明 说明 说明
Acinmax
Acinmin
输出1
电流1
输出2
242
198
46
40
AE 4.8
AQ
长度 0 0
电流2
输出3
电流3
磁感应强度Bm 电流密度 绕组占空系数 磁芯占空系数
6000
2
0.4
1
Dmax
周期毫秒 最大导通时间
0.36
20
7.2
BM=1000
输入电流的平均值 初级峰值电流 初级脉动电流 初级有效值电流
I AVG
P0 • VImin
I1 I P1 •
a 3
股数
匝长 5.83090379 2.222222222
A
初级有效值电流
A
初级参数计算 次级参数计算
LLC谐振全桥DCDC变换器设计修改
LLC谐振全桥DC/DC变换器设计摘要：电力电子变压器(PET)作为一种新型变压器除了拥有传统变压器的功能外，还具备解决传统变压器价格高、体积庞大、空载损耗严重、控制不灵活等问题的能力，值得深入研究。
PET的DC-DC变换器是影响工作效率和装置体积重量的重要部分，本文以PET中DC-DC变换器为主要研究对象，根据给出的指标，对全桥LLC谐振变换器的主电路进行了详细的设计，主要有谐振参数的设计，利用磁集成思想，设计磁集成变压器，可以大大减小变换器的体积和重量，并在参数设计的基础上完成器件的选型。
此外，根据给出的参数，计算出各部分损耗，进而计算出效率，结果满足设计效率的要求。
利用PEmag和Maxwell仿真软件设计磁集成变压器，验证磁集成变压器参数。
运用Matlab/simulink对PET中的DC-DC变换器模型进行仿真分析，并在实验样机上进行实验研究，实验结果验证了DC-DC变换器的理论研究和设计方法的正确性及有效性。
关键词：电力电子变压器；LLC谐振变换器；损耗分析；磁集成变压器中图分类号：TD62 文献标识码：A 文章编号：Design of LLC resonant full bridge DC / DC converterAbstract: The Power Electronic Transformer (PET) as a new power transformer,not only has the functions of traditional transformers, but also has the ability to solve the problems of traditional power transformers that the high price, huge volume, prodigious no-load loss and inflexible control, and it is worth in-depth study.The DC-DC converter of PET is an important part of affecting work efficiency, volume and weight of the device. This paper studies the DC-DC converter mainly, then，according to given indexes, main circuit of full-bridge LLC resonant converter is designed in detail, including the design of resonant parameters. And the magnetic integrated transformer is designed with the idea of magnetic integration, which greatly reduces the converter volume, and the selection of devices is completed on the basis of parameters design.In addition, according to the given parameters, losses of each part and the efficiency are calculated. The results meet the efficiency requirements of design. PEmag and Maxwell simulation software are used to design magnetic integrated transformer, and verified the magnetic integrated transformer parameters.Matlab/simulink is used to simulate and analyze the DC-DC converter performance of PET. A prototype of full-bridge LLC resonant converter is developed and system test platform is built according to the theoretical research and simulation results. The correctness and effectiveness of theoretical research and design methods of the DC-DC converter are verified by analyzing the waveforms of the test.Key words:power electronic transformer; LLC resonant converter; loss analysis; magnetic integrated transformer煤矿井下存在着各种电压等级的电源以及电气设备，供电系统十分复杂。
反激式开关电源变压器设计
反激式开关电源变压器设计(2)
表二 变压器窗口利用因数
变压器情况
窗口
反激式变压器 一个二次绕组 两个或多个二次绕组 相互隔离的二次绕组 满足UL或CSA标准 满足IEC标准 法拉第屏屏蔽
1.1 1.2
1.3 1.4 1.1 1.2 1.1
用下式按变压器情况将各窗口利用因数综合起来 Knet=Ka.Kb…
2.6 计算一次绕组最大匝数Npri
Lpri 452*10-6
Npri = =
= 61.4匝 取Npri=62匝
AL 120*10-9
2.7 计算二次主绕组匝数NS1NS1为DC+5V绕组
NpriV01+VD1-Dmax 62*5+0.7*1-0.5
Ns1=
=
= 2.78匝
VinminDmax
127*0.5
Lgap =
cm2
AeB2max
其中：Ae = 磁芯有效截面积;单位为cm2 Bmax = 单位为G；
Lpri = 单位为H&
按照计算的气隙量实测出磁芯的AL值&
技术部培训教材
反激式开关电源变压器设计(2)
1.6 计算一次绕组所需的最大匝数Npri
Lpri Npri =
AL
1.7 计算二次主绕组输出功率最大的绕组所需匝数Ns1
式中： δVsn% ———— 相应输出电压精度%; Vsn ———— 相应输出电压值； Nsn ———— 计算的相应输出电压匝数； N’sn ———— 选取的整数相应输出电压匝数&
如果输出电压不能满足规定的精度;可以将主输出绕组Ns1增加一匝;再 计算相应输出绕组匝数;看能否满足相应精度;如果这样修改结果仍不满足 要求;只可回到开始阶段;增加一次绕组匝数;重新计算一次绕组匝数;直到 满足要求为止;但是增加一次绕组匝数;会使变压器工作磁通密度向小的方 向调整;这可能造成在较低输入电压时;输出无法达到额定的电压;所以在变 压器设计时要适当的处理好输出电压精度和额定输出电压值的关系.
PWM变压器的设计步骤和计算方法
N pri =
L pri AL
1.7 、计算二次主绕组（输出功率最大的绕组）所需匝数 Ns1
N s1
=
N pri V 01 +V D (1 ? D max ) V in (min ) ×Dmax
1.8 、计算二次其它绕组所需匝数 Nsn
N sn =
V 0n +V Dn ×Ns1 V 01 +V D 1
1.10 、计算和选取绕组导线线径 绕组导线线径按下式计算
导线线
dwm
=
1.13 ×
In j
(mm)
式中: dwm— 相应绕组线径，单位为mm 。
In——— 相应绕组额定电流，单位为A 。 J ——— 电流密度，单位为A/mm2,一般取3-10A/mm2 。 选取各绕组线径后，按下式计算在开关工作频率时导线的趋肤深度，如果
=
Pin Vin(max
)
I pk
=
K ×Pout Vin(min )
其中: K=1.4(Buck 、推挽和全桥电路）
K=2.8( 半桥和正激电路） K=5.5(Boost ，Buck- Boost 和反激电路） 1.3 确定磁芯尺寸 确定磁芯尺寸有两种形式，
第一种按制造厂提供的图表 ,按各种磁芯可传递的能量来选择磁芯 , 如下表 :
a
4
其它型号磁芯估算MLT可依此方法类推。 2）按下试计算各绕组铜损
Pcu
=
(Nn
×MLT× Rn
)
×I
2 n
式中：Pcun --第n绕组铜损，单位为瓦
Nn ---- 第n绕组匝数，单位为匝 MLT ---均绕组长度，单位为m Rn ---- 第n绕组导线每米长电阻，单位为Ω； In2 ---第n绕组额定电流，单位为A； n ----- 绕组序号，n=1,2,3…… 3）按下式计算变压器铜损
移相全桥变换器参数设计
移相全桥变换器设计一、设计要求输入电压：直流V in= 400V 考虑输入电压波动：385Vdc~415Vdc 输出电压：直流V out= 12V（稳压型）输出最大电流：I max=50 A整机效率：η≥90%输出最大功率：P o=600W开关频率：f=100kHz二、参数计算①输入电流有效值I in=P oη⁄V in=6000.9⁄400=1.67 A考虑安全裕量，选择600V/10A的开关管，型号FQPF10N60C。
②确定原副边匝比n：为了提高高频变压器的利用率，减小开关管电流，降低输出整流二极管承受的反向电压，从而减小损耗降低成本，高频变压器原副边匝比n要尽可能的取大一些；为了在规定的输入电压范围内能够得到输出所要求的电压，变压器的变比一般按最低输入电压V in(min)来进行计算。
考虑到移相控制方案存在变压器副边占空比丢失的现象，以及为防止共同导通，一般我们取变压器副边最大占空比是0.85，则可计算出副边电压V s：V s=V o+V D+V LfD sec (max)=12+1.5+0.50.85=16.47V其中V o=12V为输出电压，V D为整流二极管压降，取 1.5V，V Lf为输出滤波电感上的直流压降，取0.5V。
匝比n：n=N pN s=38516.47=23.27设计中取匝比n=23。
③确定匝数N p、N s变压器次级绕组匝数可由以下公式得出：N s=U s4f s B m A e=16.474×105×0.13×190×10−6=1.66取N s=2，本设计中，最大磁通密度B m=0.13T，磁芯选择PQ3535，A e= 190mm2。
变压器初级绕组匝数N p为：N p=nN s=23×2=46变压器副边带中心抽头，故匝数关系为：46 : 2 : 2。
④变压器原边绕组导线线径和股数由于导线存在肌肤效应，在选用绕组的导线线径是，一般要求导线线径小于两倍的穿透深度，穿透深度与温度频率有关，在常温下计算公式为∆=√2kωμγ（其中：μ为导线材料的磁导率，γ=1ρ）为材料的电导率，k为材料的电导率温度系数。
全桥式开关电源变压器参数计算办法
全桥式开关电源变压器参数计算办法全桥式开关电源变压器参数计算办法全桥式变压器开关电源的作业原理与推挽式变压器开关电源的作业原理对错常挨近的，仅仅变压器的鼓动办法与作业电源的接入办法有点纷歧样;因而，用于计算推挽式变压器开关电源变压器初级线圈N1绕组匝数的数学表达式，相同能够用于全桥式变压器开关电源变压器初级线圈N1绕组匝数的计算。
1全式开关电源变压器初级线圈匝数的计算全桥式变压器开关电源与推挽式开关电源相同，也归于双激式开关电源，因而用于全桥式开关电源的变压器铁心的磁感应强度B,可从负的最大值-Bm,改动到正的最大值+Bm,而且变压器铁心能够不必留气隙。
全桥式开关电源变压器的计算办法与前面推挽式开关电源变压器的计算办法底子相同，根据推挽式开关电源变压器初级线圈匝数计算公式：由上面的公式看出，尽管是用来计算推挽式变压器开关电源变压器初级线圈N1绕组匝数的公式，但关于全桥式变压器开关电源变压器初级线圈匝数的计算相同有用。
式中，N1为变压器初级线圈N1绕组的起码匝数，S为变压器铁心的导磁面积(单位：平方公分)，Bm为变压器铁心的最大磁感应强度(单位：高斯);Ui为开关电源的作业电压，即加到变压器初级线圈N1绕组两头的电压，单位为伏;tau;=Ton,为操控开关的接通时刻，简称脉冲宽度，或电源开关管导通时刻的宽度(单位：秒);F为作业频率，单位为赫芝，通常双激式开关电源变压器作业于正、反激输出的状况下，其伏秒容量有必要持平，因而，能够直接用作业频率来计算变压器初级线圈N1绕组的匝数;F和tau;取值要预留20%分配的余量。
式中的指数是一同单位用的，选用纷歧样单位，指数的值也纷歧样，这儿选用CGS单位制，即：长度为公分(cm)，磁感应强度为高斯(Gs)，磁通单位为麦克斯韦(Mx)。
2沟通输出全桥式开关电源变压器初、次级线圈匝数比的计算全桥式变压器开关电源假定用于DC/AC或AC/AC逆变电源，即把直流逆成为沟通，或把沟通整流成直流后再逆成为沟通，这种逆变电源通常输出电压都不需求调整，作业功率很高。
正激类(全桥、半桥、推挽、正激)变压器计算
推挽式开 关电源变 压器的计 算方法与 前面正激 式或反激 式开关电 源变压器 的计算方 法大体相 同，只是 对变压器 铁心磁感 应强度的 变化范围 选择有区 别。对于 具有双向 磁极化的 变压器铁 心，其磁 感应强度 B的取值 范围，可 从负的最 大值-Bm 变化到正 的最大值 +Bm。
关于开关 电源变压 器的计算 方法，请 参考前面 “1-63．正激 式变压器 开关电源 电路参数 计算”中 的“2.1 变压器初 级线圈匝 数的计算 ”章节中 的内容。
（1152）式 还没有考 虑变压器 的工作效 率，当把 变压器的 工作效率 也考虑进 去时，最 好在（1152）式 的右边乘 以一个略 大于1的 系数。
B）直流 输出电压 非调整式 推挽开关 电源变压 器初、次 级线圈匝 数比的计 算
直流输出 电压非调 整式推挽 开关电 源，就是 在DC/AC 逆变电源 的交流输 出电路后 面再接一 级整流滤 波电路。 这种直流 输出电压 非调整式 推挽开关 电源的控 制开关K1 、K2的占 空比与 DC/AC逆 变电源一 样，一般 都是 0.5，因 此，直流 输出电压 非调整式 推挽开关
1-8-1-42．推挽 式开关电 源变压器 初、次级 线圈匝数 比的计算
A）交流 输出推挽 式开关电 源变压器 初、次级 线圈匝数 比的计算 推挽式开 关电源如 果用于 DC/AC或 AC/AC逆 变电源， 即把直流 逆变成交 流输出， 或把交流 整流成直 流后再逆 变成交流 输出，这 种逆变电 源一般输 出电压都 不需要调 整，因此 电路相对 比较简 单，工作 效率很高 。
n=N3/N1 =Uo/Ui =Upa/Ui —— 次/ 初级变压 比，D为 0.5时 （1152） 不过，在 低电压、 大电流输 出时，一 定要考虑 整流二极 管的电压 降。
设计变压器的基本公式
设计变压器的基本公式————————————————————————————————作者: ————————————————————————————————日期:ﻩ设计变压器的基本公式为了确保变压器在磁化曲线的线性区工作，可用下式计算最大磁通密度(单位:T）ﻫﻫＢｍ=(Up×104)/ＫfNpScﻫ式中:Up——变压器一次绕组上所加电压(V)ﻫﻫf——脉冲变压器工作频率(Hz）Np——变压器一次绕组匝数（匝)ﻫﻫＳc——磁心有效截面积(cm2)K——系数,对正弦波为4.44，对矩形波为4.0ﻫﻫ一般情况下,开关电源变压器的Bm值应选在比饱和磁通密度Ｂｓ低一些。
ﻫ变压器输出功率可由下式计算(单位：Ｗ)Po=1．１6BmｆjＳcSｏ×１0-5式中：j——导线电流密度（A/mm2）Ｓｃ——磁心的有效截面积(ｃｍ2)ﻫSo——磁心的窗口面积(ｃm２）ﻫ３对功率变压器的要求ﻫ（1)漏感要小ﻫﻫ图9是双极性电路（半桥、全桥及推挽等）典型的电压、电流波形,变压器漏感储能引起的电压尖峰是功率开关管损坏的原因之一。
ﻫ图9双极性功率变换器波形ﻫ功率开关管关断时电压尖峰的大小和集电极电路配置、电路关断条件以及漏感大小等因素有关，仅就变压器而言，减小漏感是十分重要的。
ﻫ(2）避免瞬态饱和ﻫ一般工频电源变压器的工作磁通密度设计在B－Ｈ曲线接近拐点处，因而在通电瞬间由于变压器磁心的严重饱和而产生极大的浪涌电流。
它衰减得很快，持续时间一般只有几个周期。
对于脉冲变压器而言如果工作磁通密度选择较大，在通电瞬间就会发生磁饱和。
由于脉冲变压器和功率开关管直接相连并加有较高的电压，脉冲变压器的饱和，即使是很短的几个周期，也会导致功率开关管的损坏，(3）这是不允许的。
所以一般在控制电路中都有软启动电路来解决这个问题。
ﻫﻫ要考虑温度影响ﻫ开关电源的工作频率较高,要求磁心材料在工作频率下的功率损耗应尽可能小,随着工作温度的升高,饱和磁通密度的降低应尽量小。
变压器计算公式
1. 主变压器（全桥）设计采用全桥变压器设计方法，磁芯工作频率为40K 。
磁芯规格选取用面积乘积法计算：式中：AW: 磁芯的窗口面积(cm 2)Ae: 磁芯中心柱有效截面积 (cm 2)Pt: 变压器传递视在功率 ( W ) Pt=（Po/η） ΔB: 磁感应增量 ( T )。
取0.3 f: 变压器工作频率( HZ ) 取40*1000HZJ: 电流密度 ( A/cm 2) ，根据散热方式不同可取300-600（此处取400）(A/cm 2) Ku: 窗口占用系数. 取0.2。
磁芯用EE55 、24, Ae=178mm 2,AW=278mm 2,ΔB=0.3T （全桥工作模式，双向磁化），Dmax=0.4，f=40kHz ，Vinmin=DC300V ，Vo=DC33V磁芯AP 值远大于电路AP 值。
所以，满足使用要求。
则原副边匝比：原边匝数：； 取T N S 5=取T N P 22=. 核算：Dmax 及B Δ ;变压器原边绕组电流计算： 平均电流：28.04.0300133maxmin =×+=×+==DV V Vo N N N i F PS TmHz T V fAe B D Vi N P 69.181053510403.04.0300Δmax min 244=×××××=×××=T N N N P S 23.528.069.18=×=×=T N N Np P 85.1728.0/5/===Δ415.52/400*2.0*3.0*103*40210000*1000**Δ**210**8cm cm wJ Ku B f Pt AE AW AP =×===峰值电流：有效值电流：2、输出电感的设计：磁材选择EE65、32、27，由于电路拓扑为全桥，所以，电感的工作频率为变压器工作频率的2倍，即80KHZ设：输出电流脉动为20%Io ，ΔB=0.15T ; dtdi LV = Io di %10= Ton dt =H T I V N Vi L onOo μ 6108020%2024.0)20225370(%102 x min ≥3maxmax=××××××=××× T mT AH BAeLI N 4.41078.115.020106Δ246=××××==则，N=5T输出脉动电流为：A T LV V V Ir ON OF MIN44.051520306250Δ2=×××=×=3 输出滤波电容的选取输出电压纹波应控制在200m V 以下Ω50410200ΔΔ3m IrVr ESR =×==，F Vrt I C O μ4010200104.054ΔΔΔ≥36=××××=×为得到更小的纹波电压，采用多只电容并联接法。
全桥llc原边电流
全桥llc原边电流
全桥LLC变换器是一种常用的电力电子变换器，应用于交流电到直流电或直流电到交流电的转换。
在全桥LLC变换器中，原边电流是非常重要的参数。
全桥LLC变换器的工作原理是通过控制开关管和变压器的工作状态，实现电能的变换。
其中原边电流是指从电源输入端流向全桥LLC变换器的电流。
在工作正常的全桥LLC变换器中，原边电流应该是稳定的，且在设计范围内。
原边电流大小与变换器的设计参数有关，包括输入电压、输出功率、变压器的参数等。
原边电流的计算可以通过根据全桥LLC变换器的工作原理和设计参数来进行。
首先需要确定输入电流和变压器的变比关系，然后根据输入电压和输出功率来计算原边电流的大小。
对于交流电到直流电的全桥LLC变换器，原边电流的计算可以通过以下公式进行：
Ipri = Pout / (Vin * η* √(2))
其中Ipri表示原边电流，Pout表示输出功率，Vin表示输入电压，η表示整个系统的效率。
对于直流电到交流电的全桥LLC变换器，原边电流的计算可以通过以下公式进行：
Ipri = Pout / (Vout * η* √(2))
其中Vout表示输出电压。
需要注意的是，在实际应用中，全桥LLC变换器的工作效率不可能达到100%，因此在计算原边电流时需要考虑系统的效率。
同时，变换器的设计参数也需要根据具体应用情况来确定，以保证原边电流在合理范围内。
总之，全桥LLC变换器的原边电流是一个关键参数，它反映了变换器的性能和工作状态。
通过合理的设计和计算，可以确定适合的原边电流大小，保证变换器的可靠性和稳定性。
设计变压器的基本公式
设计变压器的基本公式为了确保变压器在磁化曲线的线性区工作,可用下式计算最大磁通密度(单位:T) Bm=(Up×104)/KfNpSc式中:Up——变压器一次绕组上所加电压(V)f——脉冲变压器工作频率(Hz)Np——变压器一次绕组匝数(匝)Sc——磁心有效截面积(cm2)K——系数,对正弦波为4、44,对矩形波为4、0一般情况下,开关电源变压器的Bm值应选在比饱与磁通密度Bs低一些。
变压器输出功率可由下式计算(单位:W)Po=1、16BmfjScSo×10－5式中:j——导线电流密度(A/mm2)Sc——磁心的有效截面积(cm2)So——磁心的窗口面积(cm2)3对功率变压器的要求(1)漏感要小图9就是双极性电路(半桥、全桥及推挽等)典型的电压、电流波形,变压器漏感储能引起的电压尖峰就是功率开关管损坏的原因之一。
图9双极性功率变换器波形功率开关管关断时电压尖峰的大小与集电极电路配置、电路关断条件以及漏感大小等因素有关,仅就变压器而言,减小漏感就是十分重要的。
(2)避免瞬态饱与一般工频电源变压器的工作磁通密度设计在B－H曲线接近拐点处,因而在通电瞬间由于变压器磁心的严重饱与而产生极大的浪涌电流。
它衰减得很快,持续时间一般只有几个周期。
对于脉冲变压器而言如果工作磁通密度选择较大,在通电瞬间就会发生磁饱与。
由于脉冲变压器与功率开关管直接相连并加有较高的电压,脉冲变压器的饱与,即使就是很短的几个周期,也会导致功率开关管的损坏,这就是不允许的。
所以一般在控制电路中都有软启动电路来解决这个问题。
(3)要考虑温度影响开关电源的工作频率较高,要求磁心材料在工作频率下的功率损耗应尽可能小,随着工作温度的升高,饱与磁通密度的降低应尽量小。
在设计与选用磁心材料时,除了关心其饱与磁通密度、损耗等常规参数外,还要特别注意它的温度特性。
一般应按实际的工作温度来选择磁通密度的大小,一般铁氧体磁心的Bm值易受温度影响,按开关电源工作环境温度为40℃考虑,磁心温度可达60～80℃,一般选择Bm=0、2～0、4T,即2000～4000GS。
全桥变压器计算
AP 磁芯：38.4AP 需要： 3.18627451匝数电流线规股、层数初级598 2.18659次级11005.55556进线输出参数VA：12100输入电压：380AcinmaxAcinmin输出1电流1输出241834213100说明AEAQ输出功率频率效率4.881300500.85说明输入功率最高电压最低电压1529.411765564.3461.7513说明AP 磁芯：38.4AP 需要： 3.18627451初级匝数初级电流进线电流58.78125取值59计算结果：请输入如下数据：功率容量的计算初级匝数的计算匝数比CM M T Q E K K B P A A A P δη⎰⨯=⨯=2106eM INMAX A B V NP⎰=4108211p p UU a an ∙-=次级匝数1.661251895取值1初级电感初级电流I AVG3.3125660923A 初级峰值电流A 初级脉动电流A 初级有效值电流A电流电流密度绕组截面积线规初级参数计算32 1.50.686次级参数计算50316.6666667350k0.29线径0.4500.4000.3500.3200.290.2250.2330.215代号线径股数截面积H10.25140.68688合股线初级电感量的计算计算结果：inonTP t E L P 222=211p p UU a an ∙-=长度电流2输出3电流3磁感应强度Bm电流密度绕组占空系数磁芯占空系数600020.41 Dmax周期毫秒最大导通时间0.36207.2BM=1000输入电流的平均值初级峰值电流初级脉动电流初级有效值电流股数匝长匝数引出端总长2.186588921595.5555555561100k 25k0.210.42截面积0.1623019.800.1280022.120.1021024.440.0804627.320.06656.63线规表圆导线穿透深度表inAVGV P I Im 0∙=η311a I I P ∙=。
毕业论文——全桥LLC串联谐振DCDC变换器
编号南京航空航天大学毕业设计全桥 LLC 串联谐振 DC/DC 题目变换器学生姓名学号学院自动化学院专业电气工程与自动化班级指导教师二〇XX年X月毕业设计（论文）报告纸全桥 LLC 串联谐振 DC/DC 变换器摘要近现代随着能源价格的增高和需求的增大，工作效率的高低成为了 DC/DC 变换器比较重要的指标之一。
为了追求 DC/DC 变换器的大功率和高效率，需要不断地改进变换器的结构和器件。
传统移相全桥软开关变换器可以有较大的功率，并且可以较好的实现 ZVS，提高效率。
但是相对的却限制了负载的范围，反向二极管的恢复也成了问题并且在输入大电压时效率很低。
为了解决这些问题，本文试着研究全桥 LLC 串联谐振变换器。
本文首先简单介绍了传统移相全桥 PWM ZVS 变换器、全桥 LC 串联谐振变换器、全桥LC 并联谐振变换器和全桥 LCC 串并联谐振变换器，并指出了其中的优缺点。
在此基础上对比介绍了全桥 LLC 串联谐振变换器。
对 LLC 串联谐振全桥 DC/DC 变换器的工作原理进行了详细研究，利用基频分量近似法建立了变换器的数学模型，确定了主开关管实现 ZVS 的条件，推导了边界负载条件和边界频率，确定了变换器的稳态工作区域，推导了输入、输出电压和开关频率以及负载的关系。
之后又设计了一个变换器电路，计算了相关参数，并且对元器件进行了选择。
本文使用UC3861 进行开关控制，设计了它的闭环电路。
最后用 saber 软件分别进行了满载、半载、轻载和空载的仿真分析。
仿真结果证实了理论分析的正确性。
关键词：DC/DC 变换器，全桥，UC3861，LLCiFull bridge LLC series resonant DC/DC converterAbstractIn modern times with increasing energy prices and increased demand, the level of efficiency has become the important index of DC/DC converter. In order to pursue DC/DC converter with high power and high efficiency, the structure and device of converter is needed to be improved. The traditional phase shifted full bridge PWM ZVS converter has some bad place.It limits the load range. Reverse diode recovery has become a problem when the input voltage and high efficiency is very low. To solve these problems, we try to study the full bridge LLC series resonant converter.This paper introduces the circuit and the characteristics of the traditional phase shifted full bridge PWM ZVS converter, full bridge LC series resonant converter and the full bridge LC parallel resonant converter and the full bridge LCC series resonant converter. Then their shortcomings are pointed out. In this paper, LLC series resonant Full Bridge DC/DC converter is analyzed in detail. Based on the fundamental element simplification method, the mathematics model of the converter is obtained, and the conditions to achieve ZVS are given. Steady working region of LLC series resonant Full Bridge DC/DC is confirmed, the relations between input and output voltage depending on switching frequency and load conditions are given.Then, a converter circuit is designed, its parameters are calculated and the selected its components. This paper uses UC3861 for switching control and designed the closed-loop circuit. Finally uses the saber software to analyze some different situation of load.Finally, the simulation results are given, confirm the theoretical results are accurate.Key Words：DC/DC converter; Full bridge; UC3861; LLC目录摘要 (i)ii 第一章引言.............................................................................................................................- 1 -1.1 课题背景......................................................................................................................... - 1 -1.2 谐振变换器研究现状..................................................................................................... - 1 -1.2.1 移相全桥 PWM ZVS DC/DC 变换器.................................................................. - 1 -1.2.2 LC 串联谐振变换器............................................................................................. - 2 -1.2.3 LC 并联谐振变换器............................................................................................. - 3 -1.2.4 LCC 串并联谐振变换器....................................................................................... - 3 -1.3 本文的主要内容............................................................................................................. - 4 - 第二章全桥 LLC 串联谐振 DC/DC 变换器................................................................................ - 6 -2.1 引言................................................................................................................................. - 6 -2.1.1 拓扑图................................................................................................................... - 6 -2.1.2 全桥 LLC 谐振变换器的优缺点.......................................................................... - 6 -2.2 全桥 LLC 串联谐振变换器的原理................................................................................ - 6 -2.2.1 全桥 LLC 串联谐振变换器的等效电路.............................................................. - 6 -2.2.2 全桥 LLC 串联谐振变换器的工作区域............................................................ - 10 -2.3 全桥 LLC 串联谐振变换器的工作过程...................................................................... - 12 -2.3.1 开关管工作在区域 1（f m<f<f r）....................................................................... - 12 -2.3.2 开关管工作在区域 2（f>f r）............................................................................. - 14 -2.4 频率特性....................................................................................................................... - 16 -2.5 空载特性....................................................................................................................... - 17 -2.5 短路特性....................................................................................................................... - 18 -2.6 本章总结....................................................................................................................... - 19 - 第三章闭环控制电路的设计..................................................................................................... - 20 -3.1 UC3861 的简单介绍..................................................................................................... - 20 -3.2 UC3861 的工作原理..................................................................................................... - 21 -3.3 闭环电路的设计........................................................................................................... - 22 -3.4 本章总结....................................................................................................................... - 22 - 第四章参数设计及仿真结果..................................................................................................... - 24 -4.1 参数设计....................................................................................................................... - 24 -4.1.1 性能指标要求..................................................................................................... - 24 -4.1.2 主电路参数设计................................................................................................. - 24 -4.1.3 输出整流滤波电路............................................................................................. - 28 -4.1.4 fmax、fmin、死区时间设计.............................................................................. - 28 -4.2 saber 仿真结果.............................................................................................................. - 29 -4.2.1 满载..................................................................................................................... - 29 -4.2.2 半载..................................................................................................................... - 34 -4.2.3 轻载..................................................................................................................... - 38 -4.2.4 空载..................................................................................................................... - 40 -4.3 本章小结....................................................................................................................... - 42 - 第五章全文总结及展望........................................................................................................... - 43 - 参考文献................................................................................................................................. - 44 - 致谢..................................................................................................................................... - 45 -第一章引言1.1课题背景随着电力电子技术的发展与计算机技术的快速提升，有关 DC/DC 变换器的应用变得很普遍，对于这方面的研究也就多了起来。
正激类(全桥、半桥、推挽、正激)变压器计算
A）交流 输出推挽 式开关电 源变压器 初、次级 线圈匝数 比的计算 推挽式开 关电源如 果用于 DC/AC或 AC/AC逆 变电源， 即把直流 逆变成交 流输出， 或把交流 整流成直 流后再逆 变成交流 输出，这 种逆变电 源一般输 出电压都 不需要调 整，因此 电路相对 比较简 单，工作 效率很高 。
n=N3/N1 =Uo/Ui =Upa/Ui —— 次/ 初级变压 比，D为 0.5时 （1152） 不过，在 低电压、 大电流输 出时，一 定要考虑 整流二极 管的电压 降。
C）直流 输出电压 可调整式 推挽开关 电源变压 器初、次 级线圈匝 数比的计 算
直流输出 电压可调 整式推挽 开关电源 的功能就 要求输出 电压可 调，因 此，推挽 式变压器 开关电源 的两个控 制开关K1 、K2的占 空比必须 要小于 0.5；因 为推挽式 变压器开 关电源正 反激两种 状态都有 电压输 出，所以 在同样输 出电压 （平均 值）的情 况下，两
n=N3/N1 =Uo/Ui =Upa/Ui —— 变 压比，D 为0.5时 （1152）
（1152）式 就是计算 逆变式推 挽开关电 源变压器 初、次级 线圈匝数 比的公式 。式中， N1为开关 变压器初 级线圈两 个绕组其 中一个的 匝数，N3 为变压器 次级线圈 的匝数， Uo输出电 压的有效 值，Ui为 直流输入 电压， Upa输出 电压的半 波平均值 。
（1153）和 （1154）式 就是计算 直流输出 电压可调 整式推挽 开关电源 变压器初 、次级线 圈匝数比 的公式。 式中，N1 为变压器 初级线圈 N1或N2绕 组的匝 数，N3为 变压器次 级线圈的 匝数，Uo 直流输出 电压，Ui 为直流输 入电压。
半桥变换器中的高频变压器设计公式
半桥变换器中的高频变压器设计公式
一、半桥变换器原理
半桥变换器是一种基于电子变压器的放大型电源电路，它主要由一个
大变压器、一个小变压器、一个稳压管、两个桥式整流桥和一个滤波电容
等主要组件组成。
其中大变压器用于将直流源提供的电源变换为高压交流电，小变压器将高压交流电转换成低压交流电。
稳压管和桥式整流桥则把
低压交流电转换成稳定的直流电压，而滤波电容用于降低直流电压的波动，提升线性度。
二、高频变压器设计
1、首先根据电路的工作要求，计算所需的高频变压器输出电压以及
短路容量。
2、根据输出短路容量的不同，可以确定变压器的芯股或者线圈数量，一般情况下两线圈分别连接到上下桥式整流桥的正负输出端，同时把其中
的一条线圈连接到小变压器的输入绕组上。
3、然后，确定变压器线圈的绕组形式，以及线圈绕组的布线方法，
比如蜂窝状布线、螺旋状布线等。
4、根据变压器的线圈绕组数量及布线形式，计算变压器各线圈的绕
组面积，以及变压器的主线圈的绕组面积和小线圈的绕组面积之比。
5、在电路设计过程中应注意，高频变压器的芯股或者线圈的面积应
尽量充分发挥变压器的输出能力。
移相全桥磁性器件计算公式
作者：关平
全桥变压器计算公式： 原边匝数：N
P
Email：gua
匝比：
n
V
V DC min t ；其中 VDC min VAC min Ae B
， 2 (1 k )
k为输入整流
DC min
- Vds_ on Dmax
；其中V ds_on 是原边开关管的导通压降，V F 是输出整流
D max 0.67
副边线截面积 （mm2）
½
Dpri（原边 Dsec（副边工 工作占空 Ip_rms（A） Is_rms（A） 原边绕组数 作占空比） 比）
0.90
0.90
11.29
28.60
1.00
1724.73
桥输出滤波电感计算
电感量 L(μ H) 3.343 匝数（Ts） 5.706 取整匝数 （Ts） 16 电感量：
原边电流密度 副边电流密度 Jp（A/mm2） Js（A/mm2）
397.60
原边漆包线径 φ P（mm）
3.96
漆包线截面积 （mm2）
5.94
原边线股数
2.85
4.81
0.61
0.45
原边线截面积 副边漆包线径 漆包线截面 副边线股数 （mm2） φ S（mm） 积（mm2）
4.00
12.57
25.00
副边绕组数
2.00
空气磁导率 （μ 0） 1.25664E-06
0 B
N I i m B
a x 0
N
IБайду номын сангаас
i
m
a
全桥式开关电源变压器参数的计算_开关电源原理与设计（45）
全桥式开关电源变压器参数的计算_开关电源原理与设计（45）1-8-3-4．全桥式开关电源变压器参数的计算全桥式变压器开关电源的工作原理与推挽式变压器开关电源的工作原理是非常接近的，只是变压器的激励方式与工作电源的接入方式有点不同；因此，用于计算推挽式变压器开关电源变压器初级线圈N1绕组匝数的数学表达式，同样可以用于全桥式变压器开关电源变压器初级线圈N1绕组匝数的计算。
A）全式开关电源变压器初级线圈匝数的计算全桥式变压器开关电源与推挽式开关电源一样，也属于双激式开关电源，因此用于全桥式开关电源的变压器铁心的磁感应强度B，可从负的最大值-Bm，变化到正的最大值+Bm，并且变压器铁心可以不用留气隙。
全桥式开关电源变压器的计算方法与前面推挽式开关电源变压器的计算方法基本相同，根据推挽式开关电源变压器初级线圈匝数计算公式（1-150）和（1-151）式：上面（1-150）和（1-151）式，虽然是用来计算推挽式变压器开关电源变压器初级线圈N1绕组匝数的公式，但对于全桥式变压器开关电源变压器初级线圈匝数的计算同样有效。
（1-150）和（1-151）式中，N1为变压器初级线圈N1绕组的最少匝数，S为变压器铁心的导磁面积（单位：平方厘米），Bm为变压器铁心的最大磁感应强度（单位：高斯）；Ui为开关电源的工作电压，即加到变压器初级线圈N1绕组两端的电压，单位为伏；τ = Ton，为控制开关的接通时间，简称脉冲宽度，或电源开关管导通时间的宽度（单位：秒）；F为工作频率，单位为赫芝，一般双激式开关电源变压器工作于正、反激输出的情况下，其伏秒容量必须相等，因此，可以直接用工作频率来计算变压器初级线圈N1绕组的匝数；F和τ取值要预留20%左右的余量。
式中的指数是统一单位用的，选用不同单位，指数的值也不一样，这里选用CGS单位制，即：长度为厘米（cm），磁感应强度为高斯（Gs），磁通单位为麦克斯韦（Mx）。
B）交流输出全桥式开关电源变压器初、次级线圈匝数比的计算全桥式变压器开关电源如果用于DC/AC或AC/AC逆变电源，即把直流逆变成交流，或把交流整流成直流后再逆变成交流，这种逆变电源一般输出电压都不需要调整，工作效率很高。