Flyback工作原理及变压器设计(10.22)
FLYBACK工作原理
(1.1)
(1.2) Edwin Wang
Flyback Converter Analysis
1
在 t DTS 時，
V iL (DTS ) i L (0) IN DTS L
(1.3)
(1.4)
(1.5)
當 t TS 時，
V iL (TS ) iL (DTS ) O (1D )TS L
(1.6)
在穩態操作的情行下， iL (0) iL (TS ) ，將 (1.3) 代入 (1.6) 式可得
V V iL (TS ) iL (0) IN DTS O (1 D )TS L L
情形下 ，負載電流與電感的平均電流成正比；當負載電流逐漸減小時，電感的平均電流 也會逐漸降低；低到電感在某一時段的瞬時電流為零。此時我們稱轉換器即將進入不連 續導通模式(Discontinuous-Conduction-Mode, D.C.M.)操作。也就是說，電感的能量 在充放之間，會將能量完全的釋出。其實影響 C.C.M. /D.C.M. 的因素不只是負載電流 而已，以一個輸出電壓固定的穩壓電路為例，切換頻率、電感大小、輸入電壓與負載電 流都會影響轉換器的操作模式，前兩者為設計階段所訂定，後兩者才是實際應用上主要 的影響因素。於是 C.C.M. /D.C.M. 存在一個以輸入電壓與負載電流的邊界線。在邊界 上，恰好是電感電流碰到零的操作點。 在 D.C.M. 的工作模式下，轉換器有著與 C.C.M. 迥然不同的特性；一般將一個工作週 期分成三個部份 ： D1 TS 、 D2TS 與 D3TS 。在0 到 D1 TS 期間，也就是開關晶體導通的期 間，電感上依舊跨著輸入電壓，電感的電流也是線性上昇，只不過是從零點上昇。公式 推導如下： 在開關晶體"ON"的期間，即 0 t D1TS vL (t ) VIN
FLYBACK设计
FLYBACK设计FLYBACK(又称为回放式电源转换器或反馈电源回路)是一种常见的开关电源拓扑结构，它是一种离散电源转换器，为DC-DC电路提供稳定的输出电压。
FLYBACK设计需要考虑的因素包括输入电压范围、输出电压和电流要求、功率损耗、稳定性和效率等。
FLYBACK基本原理是通过变压器进行能量传递。
变压器由输入端的电感、输出端的电感和绕组匝数的比值组成。
当开关管导通时，电感储存能量；当开关管关断时，能量通过二极管传递给输出端。
通过调整开关管的导通时间，可以实现输出电压的调节。
FLYBACK设计的第一步是确定输入电压范围和输出电压要求。
输入电压范围通常由您的应用需求决定，而输出电压需要根据所驱动的负载电路来选择。
例如，如果需要驱动一组LED灯，输出电压应与LED的电压匹配。
您可能还需要考虑到电压的调整范围和调整精度。
第二步是选择适当的电力元件，如变压器、开关管和二极管等。
变压器的匝比决定了输入电压和输出电压的比例，因此需要根据输出电压来选择合适的变压器。
开关管的选择也很重要，您需要选择具有适当承载电流和开关频率的开关管。
二极管应具有足够的反向耐压和快速恢复时间。
第三步是设计控制电路。
控制电路的作用是实时监测输出电压并调整开关管的导通时间。
一种常见的控制电路是基于反馈的控制方法。
它通常由比较器、误差放大器和PWM控制器组成。
误差放大器通过比较设定值和实际输出电压来产生误差信号，然后传递给比较器。
比较器会将误差信号与参考信号进行比较，并产生PWM信号，控制开关管的导通时间。
最后一步是进行性能和稳定性分析。
您需要进行电路稳定性、转换效率和功率损失等方面的计算和测试。
这些分析可以帮助您优化设计，提高转换效率并降低功率损耗。
总之，FLYBACK设计需要考虑输入输出电压、功率因数校正、电流调节、短路保护、过电压保护等各项设计指标。
通过选择适当的电力元件，设计合适的控制电路并进行性能和稳定性分析，可以实现高效且稳定的DC-DC电路。
fly back电路原理
fly back电路原理Flyback电路原理解析1. 引言在电子领域中，Flyback电路是一种常见的开关电源电路。
它通过电感和开关管来实现能量存储和转换，被广泛应用于各种电子设备中。
本文将从浅入深，逐步解释Flyback电路的相关原理。
2. Flyback电路概述Flyback电路是一种基于能量存储原理的开关电源电路。
它由输入电源、开关管、变压器和输出负载组成。
其基本原理是：通过开关管周期性地将输入电流进行开关，使得能量储存在变压器的磁场中，然后通过缓冲电容和输出负载实现电能的转换。
3. Flyback电路的工作原理Flyback电路的工作原理可以归纳为以下几个关键步骤：断开开关管当开关管断开时，输入电源与变压器之间没有电流流动。
此时，由于变压器的磁场储能，其两端的电流不会突变，而是逐渐减小。
开关管闭合当开关管闭合时，输入电源与变压器之间建立起电流。
此时，变压器的磁场能量开始转化为电流能量，使得变压器两端的电流迅速增加。
磁场崩溃在开关管闭合的过程中，当输入电流持续流入时，变压器的磁场能量逐渐积累。
然而，当开关管断开时，输入电流突然中断，使得磁场能量无法继续储存。
这时，磁场能量会以感应电动势的形式引发在变压器绕组中产生电压。
能量转移由于断开开关管后的崩溃磁场引发的感应电动势，变压器绕组上的电压会增大，甚至达到输出负载所需的电压。
随后，该电压通过输出电路传递给负载。
同时，输出电路中的缓冲电容会储存一部分能量，以保持输出电压的稳定性。
4. Flyback电路的特点Flyback电路具有以下几个突出的特点： - 隔离性：由于变压器的存在，输入电源与输出负载之间可以实现电气隔离。
- 多输出：通过合理设计变压器绕组，Flyback电路可以实现多路输出。
- 反馈控制：通过添加反馈控制回路，可以实现对输出电压、电流等参数的精确控制。
- 高效性：Flyback电路具备较高的能量转换效率，能够满足不同应用场景的要求。
反激式开关电源(flyback)环路设计基础
反激式开关电源(flyback)是一种常见的电源结构，广泛应用于电子设备中。
它具有结构简单、成本低廉、效率高等优点，在消费电子、工业控制和通信设备等领域被广泛应用。
本文旨在介绍反激式开关电源环路设计的基础知识，包括工作原理、设计步骤和注意事项。
一、反激式开关电源的工作原理1.1 反激式开关电源的基本结构反激式开关电源由输入滤波器、整流桥、高频变压器、功率开关器件、输出整流滤波器、控制电路等组成。
其中，高频变压器是反激式开关电源的关键部件，通过变压器实现输入电压的隔离和变换，功率开关器件则控制变压器的工作状态，实现电源的调节和稳定输出。
1.2 反激式开关电源的工作原理反激式开关电源通过功率开关器件周期性地将输入电压斩波，将输入电能存储在变压器的磁场中，然后再将其转换为输出电压。
在工作周期的后半段，存储的能量释放到输出负载上，从而实现对输出电压的调节。
通过控制功率开关器件的导通时间和断态时间，可以实现对输出电压的调节和稳定。
二、反激式开关电源环路设计的基础知识2.1 反激式开关电源的设计步骤（1）确定电源的输入输出参数：包括输入电压范围、输出电压、输出电流、负载调整范围等；（2）选择功率开关器件和高频变压器：根据电源的输入输出参数和工作频率选择合适的功率开关器件和高频变压器；（3）设计反激式开关电源的控制电路：根据所选的功率开关器件和高频变压器设计相应的控制电路，包括PWM控制电路、电源启动电路等；（4）设计输入输出滤波器和保护电路：设计输入输出滤波器，保证电源的输入输出稳定和干净，设计过压、过流、过温等保护电路，保证电源的安全稳定工作。
2.2 反激式开关电源环路设计的注意事项（1）磁性元件的设计：高频变压器和输出感应元件的设计是整个反激式开关电源设计的关键，应合理设计磁芯、线圈匝数等参数，保证磁性元件承载功率、效率和体积的平衡；（2）功率开关器件的选择和驱动：应选择合适的功率开关器件，并设计合理的驱动电路，保证功率开关器件的可靠工作和转换效率；（3）控制电路的设计：应根据功率开关器件的工作特性和工作频率设计合适的PWM控制电路和反馈控制电路，保证电源的稳定可调；（4）输入输出滤波器和保护电路的设计：应合理设计输入输出滤波器和保护电路，保证电源的输入输出稳定和安全可靠。
Flyback开关电源工作原理及测试要点解析
压敏电阻虽然能吸收很大的浪涌电能量，但不能承受毫安级以上的持续电流，在 用作过压保护时必须考虑到这一点。压敏电阻的选用，一般选择标称压敏电压 V1mA和通流容量两个参数。
Flyback电路设计
2. 压敏电阻MOV的选取
a 为电路电压波动系数，一般取值1.2. Vrms 为交流输入电压有效值。 b 为压敏电阻误差，一般取值0.85. C 为元件的老化系数，一般取值0.9. √2 为交流状态下要考虑峰峰值。 V1mA 为压敏电阻电压实际取值近似值
测试条件：开关机瞬态，AC打火，Surge测 试，输出OLP，输出短路，Dynamic Load。
Flyback电路分析和测试要点
4. 输出整流滤波电路 由输出整流肖特基二极管和滤波电容/电感组成。 R17/C14为RC滤波线路，用于在D7/D9截止工作时平滑尖峰信号，改善EMI和 D7/D9反向电压应力作用；R24为假负载，用于改善间歇振荡现象；LG2为共模 滤波电感。 关键测试点：D7/D9正向导通电流Ifav、反向电压应力Vr、结温Tj，C9/C10纹波 电流和Tc。 测试条件：开关机瞬态，AC打火，Surge测试，输出OLP，输出短路，Dynamic Load。
Flyback电路设计
3. NTC热敏电阻的选取 NTC是以氧化锰等为主要原料制造的精细半导体电子陶瓷元件。电阻值随温度的 变化呈现非线性变化，负温度系数NTC电阻值随温度升高而降低。 作用：抑制开机时产生的Inrush。
1 1 Rt Rn exp[B ( )] T 1 Tn 2Uin max 375 Iinrush A 75A Rt ESR( L C ) 5
什么是Flyback？
反激式开关电源：输出端在变压器原边绕组断开电源时获得能量，英文名称叫 Flyback Transformer
Flyback开关电源工作原理及测试关键要点
)
U0 L2
(t
ton )
Flyback工作原理
1. 磁通连续的工作状况
IF
: toff
L2 Uo
i2max
i2
NP N2
(U in LP
ton
I
P
m
in
)
U0 L2
(t
ton )
U0
N2 NP
ton toff
U in
Dt 1 Dt
Uin n
Dt
ton TS
7. PWM控制IC/OB2263框图
Flyback电路分析和测试要点
Flyback电路设计
隔离反激电源的结构框图
EMI
整流滤波
变压器
次级整流滤波
输出
开关器件
采样反馈
PWM 控制IC 隔离器件 高压区域
低压区域
Flyback电路设计
Flyback电路设计
1. 保险管的选取
作用：安全防护。在电源出现异常时，为了保护核心器件不受到损坏。
2P0
DtU in
2I0
(1 Dt )n
2TS I0
(TS ton )n
Flyback工作原理
3. 磁通不连续的工作状况
IF : toff
L2 Uo
i2max
i2
NP N2
(U in LP
ton
)
U0 L2
(t
ton )
Vce
Uin
NP N2
U0
I PK
U tin on LPth
flyback原副边电流关系 -回复
flyback原副边电流关系-回复Flyback变压器是一种常见的开关电源变压器，广泛应用于各种电子设备中。
它的工作原理与普通变压器有所不同，其中一个重要的关系就是其原边和副边电流之间的关系。
本文将一步一步回答关于flyback原副边电流关系的问题。
Flyback变压器的结构和原理首先，让我们了解一下Flyback变压器的结构和工作原理。
Flyback变压器主要由一个磁性芯、一个原边线圈和一个副边线圈组成。
原边线圈由交流电源驱动，副边线圈则通过开关管控制以产生输出电压。
当开关管导通时，原边线圈会储存能量，而当开关管关闭时，储存的能量通过磁耦合传输到副边线圈。
Flyback变压器的开关周期Flyback变压器的工作周期分为两个阶段：导通阶段和断开阶段。
在导通阶段，开关管导通，原边线圈储存能量；而在断开阶段，开关管关闭，储存的能量通过磁耦合传输到副边线圈。
这两个阶段的时间比例称为开关周期。
开关周期的长度由开关管的导通时间和断开时间决定。
Flyback原边电流当开关管导通时，原边线圈会接收电源的电流，并将其转化为磁能。
根据电流连续性原理，原边电流的平均值与副边电流的平均值应相等，即：I_primary_avg = I_secondary_avg其中，I_primary_avg代表原边电流的平均值，I_secondary_avg代表副边电流的平均值。
Flyback副边电流当开关管关闭时，存储在原边线圈中的能量通过磁耦合传输到副边线圈。
副边电流的变化与原边电流的变化成反比，即原边电流下降，副边电流增加。
这是由于变压器的能量守恒原理所决定的。
根据变压器的能量守恒原理：V_primary_avg ∙ I_primary_avg ∙ t = V_secondary_avg ∙I_secondary_avg ∙ t其中，V_primary_avg代表原边电压的平均值，V_secondary_avg代表副边电压的平均值，t代表开关周期的长度。
反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理
反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计.二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理1).反激式变换器的电路结构如图一.2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).当Q1导通,T1之初级线圈渐渐地会有初级电流流过,能量就会储存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip可以表示为:Vdc=Lp*dip/dt此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br增加到工作峰值Bw.3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.当∆B向负的方向改变时(即从Bw降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co和负载上.此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf为二极管D1的压降).次级线圈电流:Lp=(Np/Ns)2*Ls (Ls为次级线圈电感量)由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM).三.CCM模式下反激变压器设计的步骤1. 确定电源规格.1. .输入电压范围Vin=85—265Vac;2. .输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A;3. .变压器的效率ŋ=0.902. 工作频率和最大占空比确定.取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45.T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5usToff=10-4.5=5.5us.3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n).最低输入电压Vin(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V).根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n.n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)]n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.644. 变压器初级峰值电流的计算.设+5V输出电流的过流点为120%;+5v和+12v整流二极管的正向压降均为1.0V. +5V输出功率Pout1=(V01+V f)*I01*120%=6*10*1.2=72W+12V输出功率Pout2=(V02+V f)*I02=13*1=13W变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W如图四, 设Ip2=k*Ip1, 取k=0.41/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ŋIp1=2*Pout/[ŋ(1+k)*Vin(min)*Dmax]=2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45]=3.00AIp2=0.4*Ip1=1.20A5. 变压器初级电感量的计算.由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2]=100*4.5/[3.00-1.20]=250uH6.变压器铁芯的选择.根据式子Aw*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*ŋ],其中: Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85WKo(窗口的铜填充系数)=0.4Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),变压器磁通密度Bm=1500 Gsj(电流密度): j=5A/mm2;Aw*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90]=0.157cm4考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:EER2834S铁氧体磁芯的有效截面积Ae=0.854cm2它的窗口面积Aw=148mm2=1.48cm2EER2834S的功率容量乘积为Ap =Ae*Aw=1.48*0.854=1.264cm4 >0.157cm4故选择EER2834S铁氧体磁芯.7.变压器初级匝数及气隙长度的计算.1).由Np=Lp*(Ip1-Ip2)/[Ae*Bm],得:Np=250*(3.00-1.20)/[85.4*0.15] =35.12 取Np=36由Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:气隙长度lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4*3.14*10-7*1*85.4mm2*362/(250.0*10-3mH)=0.556mm 取lg=0.6mm2). 当+5V限流输出,Ip为最大时(Ip=Ip1=3.00A),检查Bmax.Bmax=Lp*Ip/[Ae*Np]=250*10-6*3.00/[85.4 mm2*36]=0.2440T=2440Gs <3000Gs因此变压器磁芯选择通过.8. 变压器次级匝数的计算.Ns1(5v)=Np/n=36/13.64=2.64 取Ns1=3Ns2(12v)=(12+1)* Ns1/(5+1)=6.50 取Ns2=7故初次级实际匝比:n=36/3=129.重新核算占空比Dmax和Dmin.1).当输入电压为最低时: Vin(min)=100Vdc.由Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n,得:Dmax=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(min)]=6*12/[6*12+100]=0.4182).当输入电压为最高时: Vin(max)=265*1.414=374.7Vdc.Dmin=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(max)]=6*12.00/[6*12.00+374.7]=0.1610. 重新核算变压器初级电流的峰值Ip和有效值Ip(rms).1).在输入电压为最低Vin(min)和占空比为Dmax条件下,计算Ip值和K值.(如图五)设Ip2=k*Ip1.实际输出功率Pout'=6*10+13*1=73W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout'/ŋ(1)K=1-[Vin(min)* Ton(max)]/(Ip1*Lp) (2)由(1)(2)得:Ip1=1/2*{2*Pout'*T/[ŋ* Vin(min)*Ton(max)]+Vin(min)* Ton(max)/Lp}=0.5*{2*73*10/[0.90*100*4.18]+100*4.18/250.0}=2.78AK=1-100*4.18/[2.78*250]=0.40Ip2=k*Ip1=2.78*0.40=1.11A2).初级电流有效值Ip(rms)=[Ton/(3T)*(Ip12+Ip22+Ip1*Ip2)]1/2=[0.418/3*(2.782+1.112+2.78*1.11)] 1/2=1.30A11. 次级线圈的峰值电流和有效值电流计算:当开关管截止时, 变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.因此开关管截止时,初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之和(Np*Ip=Ns1*Is1p+Ns2*Is2p).由于多路输出的次级电流波形是随各组负载电流的不同而不同, 因而次级电流的有效值也不同.然而次级负载电流小的回路电流波形,在连续时接近梯形波,在不连续时接近三角波,因此为了计算方便,可以先计算负载电流小的回路电流有效值.1).首先假设+12V输出回路次级线圈的电流波形为连续,电流波形如下(图一):1/2*[Is2p +Is2b]*toff/T=I02(3)Ls1*[Is2p–Is2b]/toff=V02+Vf (4)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(5)由(3)(4)(5)式得:Is2p=1/2*{2*I02/[1-D]+[V02+Vf]*[1-D]*T*Np2/[Ns22*Lp]}=0.5*{2*1/[1-0.418]+[12+1]*[1-0.418]*10*362/[72*250]}=5.72AIs2b =I01/[1-D]-1/2*[V01+Vf]*[1-D]*Np2/[Ns22*Lp]=1/0.582-0.5*13*0.582*10*362/[72*250]=-2.28A <0因此假设不成立.则+12V输出回路次级线圈的电流波形为不连续, 电流波形如上(图七). 令+12V整流管导通时间为t’.将Is2b=0代入(3)(4)(5)式得:1/2*Is2p*t’/T=I02(6)Ls1*Is2p/t’=V02+Vf (7)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(8)由(6)(7)(8)式得:Is2p={(V02+Vf)*2*I02*T*Np2/[Lp*Ns22]}1/2={2*1*[12+1]*10*362/[72*250]} 1/2=5.24At’=2*I02*T/ Is2p=2*1*10/5.24=3.817us2).+12V输出回路次级线圈的有效值电流:Is2(rms)= [t’/(3T)]1/2*Is2p=[3.817/3*10] 1/2*5.24=1.87A3).+5v输出回路次级线圈的有效值电流计算:Is1rms= Is2(rms)*I01/I02=1.87*10/1=18.7A12.变压器初级线圈和次级线圈的线径计算.1).导线横截面积:前面已提到,取电流密度j=5A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=1.3A/5A/mm2=0.26mm2变压器次级线圈:(+5V)导线截面积= Is1(rms)/j=18.7A/5A/mm2=3.74 mm2(+12V)导线截面积= Is2(rms)/j=1.87A/5A/mm2=0.374mm22).线径及根数的选取.考虑导线的趋肤效应,因此导线的线径建议不超过穿透厚度的2倍.穿透厚度=66.1*k/(f)1/2k为材质常数,Cu在20℃时k=1.=66.1/(100*103)1/2=0.20因此导线的线径不要超过0.40mm.由于EER2834S骨架宽度为22mm,除去6.0mm的挡墙宽度,仅剩下16.0mm的线包宽度.因此所选线径必须满足每层线圈刚好绕满.3).变压器初级线圈线径:线圈根数=0.26*4/[0.4*0.4*3.14]=0.26/0.1256=2取Φ0.40*2根并绕18圈,分两层串联绕线.4).变压器次级线圈线径:+5V: 线圈根数=3.74/0.1256=30取Φ0.40*10根并绕3圈, 分三层并联绕线.+12V: 线圈根数=0.374/0.1256=3取Φ0.40*1根并绕7圈, 分三层并联绕线.5).变压器绕线结构及工艺.为了减小变压器的漏感,建议采取三文治绕法,而且采取该绕法的电源EMI性能比较好.四.结论.由于连续模式下电流峰值比不连续模式下小,开关管的开关损耗较小,因此在功率稍大的反激变换器中均采用连续模式,且电源的效率比较高.由于反激式变压器的设计是反激变换器的设计重点,也是设计难点,如果参数不合理,则会直接影响到整个变换器的性能,严重者会造成磁芯饱和而损害开关管,因此在设计反激变压器时应小心谨慎,而且变压器的参数需要经过反复试验才能达到最佳.。
高频FLYBACK 变压器之最佳设计
高頻FLYBACK 變壓器(偶合電感器)最佳之設計莊榮源飛瑞股份有限公司一.前言:由於市場日益競爭,如何將產品的價格降低,體積縮小,品質提高變成現今大家所共同努力的目標.而在Switch Power Supply 的領域裡,變壓器是非常重要的一部份,而Flyback 變壓器更在其中佔了舉足輕重的地位.如何將變壓器最佳化,就顯得額外的重要.我們可以從很多SPS書籍中獲得Flyback 變壓器的設計方法,雖然不盡相同,卻是大同小異.就一個設計者的角度來說,設計一個Flyback變壓器並不難,只要將設計的參數訂定,依照書上所寫的設計步驟,一個變壓器就誕生了,在這變壓器誕生的同時,你難道不會懷疑,這變壓器是否為最佳的變壓器呢?因為在這設計的參數裡還隱藏了不確定的因數.例如Flyback 變壓器初級測電感值參數的訂定,你如何能確定你剛開始設計所選定的感值對這顆變壓器是最佳感值呢?本文將針對設計參數做進一步的探討,以達到變壓器的最佳化.二.變壓器設計:在實際設計變壓器時,有兩個原則是必頇注意到的: (1)溫升:這是設計變壓器最主要的項目和目的,安規裡有規定變壓器的最高溫升,變壓器的溫升需在安規的限制範圍內.例如: class A 的絕對溫度不能超過90°C ; class B 不能超過110°C 等等,這都是我們設計必頇遵循的準則.(2)經濟:想在這市場上與人競爭,經濟考量是不可或缺的,尤其是變壓器往往是機器COST中的主要部分之一,所以如何將變壓器的價格,體積,品質掌握到最佳,就是我們所努力的方向.1.設計步驟:要將變壓器最佳化,需將不同的參數重複代入計算,如果利用Excel 的方程式或利用程式語言將公式寫下來,這樣將變得很簡單,只要改變參數就可得到結果.(1).參數的訂定:在設計變壓器之前,需先預定一些參數,很多書籍上這些參數都不同,不同的設計參數,設計流程亦不同,現在針對Flyback變壓器最常用的設計參數:輸入電壓:Vin,輸入的頻率:fs,最大Duty cycle : Dmax,初級與次級圈數比: N,初級電感值: Lp,輸出電壓:V o,輸出最大:Wo.線圈的電流密度:J, 最大磁通密度: Bmax, 最大繞線因數:Kw(2)由這些設計參數算出:◆Duty on (初級測導通的比例)◆Duty off (次級測導通的比例)◆初級交流電流值(ΔI pp)◆初級電流Peak 值(I p(peak))◆初級電流RMS值(Irms)◆初級線圈的線徑(Φp)◆次級電流Peak 值(I p(peak))◆次級電流RMS值(Irms)◆初級線圈的線徑(Φs)◆有效磁路面積與鐵心可繞面積的乘積(Ac*Aw) 在由Aw*Ac 選擇適當的鐵心.設計參數裡有些是定死的,例如:Vin,fs(IC操作頻率) , Dmax(IC max duty cycle),V o ,Wo.有些是依經驗所定的,例如:電流密度:J(classA 自然散熱< 500 A/cm, class B < 700 A/cm); 最大磁通密度Bmax (100°C 飽和磁通密度的80% ); 最大繞線因數Kw(若將漆包線的絕緣厚度算入與減掉安規間距, EE 與EI core< 0.4).有些是可變的,也是最不確定設計參數,例如: 初級與次級圈數比 N,初級電感值Lp;N 的決定條件為:即使再最低壓時,亦能提供穩定的輸出電壓和能量.因N 直接影響到Duty cycle 的大小,N 愈大,Duty on 愈大, Ip(rms)愈小,銅損愈小, Aw*Ac 愈小所以IC 的Duty max 就是選定N 的限制,可以從下式訂定N 值.DV D V NN ⨯⨯≤.至於感值Lp 的選定直接影響core 的大小和操作的模式(CCM or DCM) ,也是我們所要探討的目標.2. 設計理論:在剛開始不知道系統操作於何種模式下時,分別對CCM 與DCM 不同操作模式下做理論推導. (1) 操作於CCM 模式時 由N D V N D V )1(-=⨯將初級與次級圈數比NN N = 代入→V N V VN D⨯+⨯=; D D-=1 (I)由TILV ∆∆=,將fDT =∆代入→ fL D V I⨯⨯=∆ (II)若不考慮效率問題,則fIIIL P ⨯∆--⨯⨯=))((212)(2)(將(II)代入→2I DVP I∆+⨯= (III))(3b b a aDI+⨯+⨯=)(peak p I a = ;pp I b ∆= ……(Ⅳ) 由磁通連續定則→I N IN ⨯=⨯→I N I⨯=)( (Ⅴ))(322)(bb a a DI+⨯+⨯=)(Ia =; I N Ib ∆⨯-= (VI)2⨯⨯=ΦJIπ (Ⅶ)2)(⨯⨯=ΦJIπ (Ⅷ)由A N A N A K +=A :初級導線面積 ; A:次級導線面積若不將安規間距與漆包線的絕緣厚度考慮進去, 則 JINJINA K )()(+= (Ⅸ)由10⨯=ANI L B(gauss)→ 8)(10⨯=BNI L A (cm) 乘以 IX→)1()()()(I NIJBK I L A A +⨯= (X)若將安規間距與漆包線的絕緣厚度考慮進去(如此的做法比較不會因考慮集膚效應採用多股線而產生誤差)在不考慮溫度效應下,集膚深度f61.6=δ (cm) 選擇半徑小於集膚深度的線徑. 則AN A N AAK +=-)()(A :初級導線總面積 ; A :次級導線總面積)(A: 安規間距(margin tape)所佔的面積→)A (A )(ws1wp1)()(NBK IL AA A +⨯=- (2) 操作於DCM 模式下f I L P ⨯⨯⨯=2)(21→fL P I⨯=2)( (i)由TILV ∆∆=,將I 代入→VIL D⨯= (ii)由法拉第定律→ND V N DV ⨯=⨯→ N VD V D⨯⨯= (iii)I DI⨯=3)( (iv)→ I N I⨯=)( (v)ID I⨯=3)( (vi)之後則同CCM (vii)將以上公式用Excel 的方程式或利用程式語言將公式寫下來,將設計參數代入後,用DCM 算出其Duty on 與Duty off ,若1<+D D ,則操作於DCM1=+D D ,則操作於Boundary 1>+D D ,則操作於CCM以此作為分隔CCM 與DCM.若只改變Lp 的值,其餘預定參數固定,將得到一Lp 與AcAw 的關係如下.感值愈大,所需的變壓器愈大.3. 變壓器core 的選擇:再選擇core 之前,有幾點是必頇注意與了解的: i. core loss 的溫度特性: 依據機器所規定的周溫,當core 的溫度上升時,我們希望其core loss 是隨著溫度而下降,如此才比較不會有熱跑脫的現象發生.ii. 當銅損=鐵損時,效率最高.iii. 變壓器的大小直接影響到系統的操作模式,所以必頇清楚DCM 與CCM 的優缺點,才能選擇到最適合需求的core.iv. 符合最經濟的原則:也就是說10元能符合規格與需求決不多花1毛錢.v. 選擇的core 愈大,效率不一定愈高,但散熱面積愈大,溫升會愈低.若了解以上幾點後,依據需求選定變壓器的core. 例如:若在乎的是散熱問題,可選擇大一點的core 和core loss 較小的core(如: MPP core ); 若在乎的是體積和價格,可以選擇較小與市場上價格較低的core(如: PC30 , PC40 ,MZ4 ,EE ,EI core )若core 的大小不知如何選擇,建議先選擇符合2 倍Boundary 感值計算出來Ac*Aw 的core.4. 變壓器最佳化:當你選定core 之後,可得知其Ac*Aw 的值.在小於Ac*Aw 的原則下變動預設參數感值Lp 與電流密度,也就是等於改變銅損與鐵損之間的關係.可以得到Lp 與Loss 之間的關係圖如下.當P Cu (銅損)=P Fe (鐵損) 時,Total Loss 接近最低值.此感值正是最佳的選擇.Core Loss (鐵損)與材料特性有關,製造商會提供單位鐵損的相關資料,有的是對照圖,有的是以下的公式:fB K P )(∆=△B:磁通密度變化量,10⨯=∆fA N DV B;M 和N 依材質不同而異.Core Loss = P Fe * Ve Ve : Core 的體積Couple Loss(銅損)與操作頻率和使用線徑有關, 各種線徑的線材都會提供單位長度的直流電阻值,但除了線徑中的標準值流電阻外,還存在著由於交流電流集膚效應所產生的繞線電阻增量.RR RIP ⨯⨯=2)]20(00393.01)[20()(-+︒=︒T C R C T R為了減少集膚效應所帶來的損失,可以使用多股線,但多股線的線徑並非愈小愈好,太多的導線,層數太多,鄰近效應所造成的損失會增大,甚至大過用多股線所降低的損失.由下列公式可得知.RF R ⨯=F :因鄰近磁場切割所造成的增量其P, X ,F R 關係如下圖,其中wd N dx ⨯⨯⨯=δ0.866P : Number of layer N : Number of turns d : Wire diameter δ: Skin depthW : Layer width當算出Total Loss = core loss + couple loss 可以先藉由以下公式,算出慨略的溫升,以判定是否符合安規的標準.當溫升過高時,表示選的core 太小,散熱面積不夠;若溫升很低,表示可以再將core 縮小以達到最經濟之原則.( 實際的溫升會比此公式算出的溫升高)APT ⋅⨯≈∆800A A A 34≈As :散熱表面積2cm一切都決定後,就剩下繞線的方法.若要降低漏感,最好是用三明治繞法,而且繞線密度要平均.若要防止EMI 則可加入法拉第銅環.(它可降低一,二次測的雜散電容值,讓Common mode noise 與Differential mode noise 不易經由變壓器的雜散電容傳導出去),此方法會降低繞線因素Kw,因此在一開始就得決定加不加法拉第銅環. 三. 實例設計:1. 參數的訂定:有一輸出Po = 20W ,Vo = 12V 的直流轉換器,輸入電壓範圍為18 ~ 60Vdc , fs = 100KHz , 需符合安規class B , J = 6.5 A/mm ,一二測無頇安規間距,不加法拉第銅環, Kw =0.3, Bmax =2500 G, Dmax = 0.48由Vin =18V ,Dmax =0.48 → N 選定為1.3Boundary 感值為 19.4 uH → Lp 選定為 40 uH2. 理論計算:由設計理論可以算出下列的值: Duty on (初級測導通的比例) =0.464 Duty off (次級測導通的比例) =0.536 初級交流電流值 (ΔI pp ) = 2.321A 初級電流 Peak 值(I p(peak)) = 3.554 A 初級電流RMS 值 (Irms) = 1.693 A 初級線圈的線徑 (Φp ) = 0.576 mm 次級電流 Peak 值(I p(peak)) = 4.620 A 次級電流RMS 值 (Irms) = 2.365 A 初級線圈的線徑 (Φs ) = 0.680 mm 集膚深度22.0=δmm所以選擇線徑< 0.44 mm 的線徑0.2mm 多股並繞,N1用8條,N2 用12條0.22mm 線徑並繞.JIS 2種 線材0.2mm 線徑最大完成外徑為0.22mm →有效磁路面積與鐵心可繞面積的乘積(Ac*Aw) = 1147.34mm3. core 的選擇選擇core EE19 ,材質PC40 ,其Ac*Aw=1258.564mm , core loss 在接近100 °C 時最低. Bsat (25°C) = 5100 G Bsat (60°C) = 4500 G Bsat (100°C) = 3900 G Bsat (120°C) = 3500 GAc = 22.8 2mm Aw = 55.2 2mm Ve = 889.5 3mm平均每匝長度MLT = 43.1mm 4. 變壓器的最佳化:JIS 2種線材0.2mm 線徑最大導體電阻=577.2 ohm/Km工作溫度90°C 時, 最大導體電阻=736 ohm/Km 代入變壓器正常操作下的輸入電壓27.5V,在符合 Ac*Aw<1258.564mm 的條件下,改變Lp 與J 可求得下列關係圖:當Lp 感值=40uH, N1=22.83 ,7.86條並繞 , N2=17.56, 13.56條並繞時. core loss = 0.288 couple loss =0.358 ,Total Loss 最低= 0.646W,代入下式,算出其慨略溫升.06.12=≈AA A 34CAPT ︒=⨯≈∆⋅.980042,取感值Lp = 40uH, N1 =22 ,0.2mm 8條並繞, N2 =17 , 0.2 mm 14條並繞.四. 結論:在實際設計上,用常態電壓去做變壓器最佳的設計必頇注意到,Bmax 的設定,因為當輸入電壓降低,Ip,為提供足夠的能量,電流會往上升,若預定的Bmax 值太高,在最低壓時需注意到是否會飽和的問題.以上面的實例設計為例,最低壓時, Ip= 3.44A ,Bmax = 2741Gauss,還不會有飽和的問題.當改變預定參數Bmax 時,最佳的感值Lp 會隨著改變,Bmax 愈大,最佳的感值Lp亦愈大,且Total Loss 愈低,這時只要注意低壓飽和問題即可.五.參考文件:1.轉換市電源供給器設計技術……簡章華2.高頻交換式電源供應器原理與設計……梁適安3.最新交換式電源技術……溫坤裡,張鴻林4.Introduction to power electronics ……Daniel W.HART5.電力電子學……王順忠6.電力電子論與實作……楊宗銘。
flyback电路原理
flyback电路原理Flyback电路是一种常见的电子转换器，用于将直流电压转换为高频交流电压。
它由一个变压器、电容器和开关管组成。
Flyback电路由于其简单的结构和低成本而被广泛应用于电源供应、照明、显示器和电子设备等领域。
Flyback电路的原理是利用能量存储和传递的原理，在开关管导通时，电流通过变压器的主边，同时电能储存在变压器的磁场中；当开关管关闭时，储存的磁能通过变压器的副边传递到负载上，产生输出电流。
Flyback电路可分为四个基本操作模式：1.导通状态：当开关管导通时，电源电压通过变压器的主边输入，并储存在变压器的磁场中。
此时，磁场的能量将产生电流，电流通过二极管D1充电，变压器负载侧储存电容（C1）也通过电流充电。
2.反向恢复：当开关管关闭时，突然切断了主边电压，导致主边电感的磁场崩溃。
此时，储存在变压器磁场中的能量将被传递到副边，产生高压脉冲。
这些脉冲电压通过二极管D2传递到输出端。
3.正反相持续电流：当反向恢复结束时，变压器的磁场开始重新建立，但方向与初始方向相反。
此时，磁场储存的能量通过二极管D3传递到变压器负载侧电容（C2）进行充电。
4.副边电流平衡：变压器副边的电荷通过C1和C2平衡，以保持电流的平稳传递。
在Flyback电路中，变压器起到核心的作用。
通过改变变压器的绕组比例，可以改变输出电压的大小。
此外，通过改变变压器的工作频率，可以控制转换效率以及输出的功率。
较高的频率会使得变压器小型化，但同时增加开关管和变压器的损耗。
因此，在设计Flyback电路时需要权衡频率和效率之间的关系。
Flyback电路的优点包括：1.结构简单：由于只有一个变压器和几个简单的元件，Flyback电路的结构非常简单，易于制造和维修。
2.高效率：通过合理设计电路参数和选择合适的元件，Flyback电路的转换效率可以达到80%以上。
3.负载适应性：Flyback电路适应负载变化范围广，可以提供不同的功率输出。
Flyback变换器各主要器件设计推算
Ipmax
D
Ton
)电电电电
Vs Ip Vp Vin
B
D C R
C
Is C
B
Vb E
A
Vce
A
1
2
3
4
二、变压器Np、Ns、Lp的计算 Np、Ns、Lp的计算
• 1。初级匝数Np Vin=Np*（∆φ/∆t）=Np*（∆BAe/Ton） =》Np=VinTon/∆BAe 。。。。（1） ∆B取0.65Bs（一般Bs不超过0.5T) =》∆B=0.32T Vin取输入电压最小值 Ton=δmax*T
• (19)-(20)式得: Ismin=Io/(1- δmax)- (VinTon/2Lp)*(N1/N2) …… (21) Ipmin=Ismin*N2/N1=(N2/N1)*Io/(1- δmax)VinTon/2Lp ……(22) 将(22)代入(18)： Ipmax=VinTon/Lp+{(N2/N1)*[Io/(1- δmax)]Vin/2Lp} =(N2/N1)*[Io/(1- δmax)]+VinTon/2LpF =(N2/N1)*[Io/(1- δmax)]+Vin δmax/2LpF 推算完毕。很显然Id=Ismax=N1Ipmax/N1 =1/(1- δmax)*Io+(Vin δmax/2LpF)*(N2/N1) ……(23)
五.输出整流二极管Id、Vd的计算 输出整流二极管Id、Vd的计算
• Id=Ismax=n*Ipmax 这是一种算法，但是并不直观。因为设计 者往往先已知输出电流Io,所以我们要找出Id 与Io之关系。
关系图
• 求面积： Io=1/2*Ismax*toff =>Ismax=2Io/(1-δmax) =>Id=Ismax=2Io/(1-δmax) …… (14) Vd=Vo+Vin/n ……(15) 总结：Ipmax也可用Io来表示 Ipmax=Id/n=2Io/(1-δmax)*(1/n) ……(16)
Flyback开关电源变压器设计方法
在低压满载情况下，初级绕组线圈中电流包含直流分量和 交流分量，分别形成直流磁通密度 Bdc 和交流磁通 Bac， 如图 5。
Po *106 .......(11) 2* * K0 * KC * f S * Bm * j
若 APp Ae * Aw ，说明磁芯可以使用。 （11）式中， K0 为窗口铜填充系数，一般取 0.4； Kc 为磁芯填充系数，对铁氧体磁芯一般取 1； Bm 为变压器的工作磁芯密度，查找磁芯参数表，一般取 100℃下的 ( BS Br ) *0.6 ，Bs 为磁芯饱和磁通密度，Br 为磁芯剩余磁通密度。 J 为电流密度，自然散热下<5A/mm2（CLASSA 要求） ， <7A/mm2（CLASSB 要求） ，一般取 5A/mm2。 6) 计算初级、次级、辅助绕组匝数和气隙长度 其中， 图5
压降 Vf 的二极管。
低电压输入时，从轻载到重载，变压器经历 DCM—BCM —CCM 的模式切换； 高电压输入时，从轻载到重载，变压器一直工作在 DCM 模式。 输出功率较小时，系统始终工作在 DCM 模式。 通常， Po<10W，取 K=1； 10W<Po<20W，取 K=0.8~1； 20W<Po<30W，取 K=0.6~0.8； Po>30W，取 K=0.4~0.6 K 值的选取越大，电流上升的速率 Kimos 就越快，一般要 求该值不大于 MOS 管上升速率或下降速率的 1% （如 4N60，上升时间和下降时间最大为 100ns，则其最小速率 为 40A/us，Kimos 不应超过 0.4A/us） 。 选取 K 值后，低压满载时初级线圈中Δ Ip，Ipp 和平均电 流 Ipa 有如下关系，如图 4：
2 I 2 DMAX I a 12 I a DMAX ................................................(20)
Flyback 工作原理及变压器设计(10.22)
7 计算气隙lg lg=0.4Pi×Lp×Ip2/Ae×△B2或者 lg=0.4Pi×Np2×Ae×10-8/Lp 对于反激：气隙不宜超过1mm,超过的话会导致漏感大, 对EMI 和开关管的Spike不利,气隙超过1mm,意味着变 压器不足以满足该功率。 8 根据J=Irms /3.14×r2 选择导线的线径 考虑趋肤效应的损耗，选择的导线线径应该小于2倍 的趋肤深度，一般线圈的温度在70oC时 ， △=7.09/f1/2 (cm) ,100oC时，△=7.65/f1/2 (cm) 。
• • • • • • • •
Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax) η: 转换器的效率 公式导出如下: 输出功率 : Po = LIp2η / 2T 输入电压 : VIN = Ldi / dt设 di IN = LIpf / Dmax 或 Lp = VIN*Dmax / Ipf 则Po又可表示为 : Po = ηVINf DmaxIp2 / 2f Ip = 1/2ηVINDmaxIp ∴ Ip = 2Po / ηVINDmax
• 第二节. 工作原理 • 在图1所示隔离反驰式转换器(The isolated flyback converter)中, 变压器" T "有隔离与扼流 之双重作用.因此" T "又称为Transformer- choke. 电路的工作原理如下: • 当开关晶体管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 2 Ip,并将能量储存于其中(E = LpIp / 2).由于Np与 Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能 量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次定律 : (e = -N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向 电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通. 反激式转换器之稳态波形如图2.
Flyback正激变换器的工作原理
第1章Flyback正激变换器的工作原理1.1 引言有隔离变换器的DC/DC变换器按照铁芯磁化方式，可分为双端变换器(全桥、半桥、推挽等)和单端变换器(正激式、反激式等)。
和双端变换器比较，单端变换器线路简单、无功率管共导通问题、也不存在高频变换器单向偏磁和瞬间饱和问题，但由于高频变换器只工作在磁滞回线一侧，利用率低。
因此，它只适用于中小功率输出场合。
单端正激变换器是一个隔离开关变换器，隔离型变换器的一个根本特点是有一个用于隔离的高频变压器，所以可以用于高电压的场合。
由于引入了高频变压器极大的增加了变换器的种类，丰富了变换器的功能，也有效的扩大了变换器的使用范围。
单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。
在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。
当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。
所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。
而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；dv/dt和di/dt大等。
为了克服这些缺陷，提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上改变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了dv /dt和di/dt，改善了电磁兼容性。
因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。
本章主要介绍Flyback型有源箝位正激变换器的稳态工作原理与电路设计。
1.2 Flyback 型有源箝位正激变换器稳态工作原理有源箝位正激变换器由有源箝位支路和功率输出电路组成。
有源箝位支路由箝位开关和箝位电容串联组成，并联在主开关或变压器原边绕组两端。
利用箝位电容及开关管的输出电容与变压器绕组的激磁电感谐振，创造主开关和箝位开关的ZVS 工作条件，并在主开关关断期间，利用箝位电容的电压限制主开关两端的电压基本保持不变，从而避免了主开关过大的电压应力；另一方面，在正激变换器中采用有源箝位技术还可实现变压器铁芯的自动磁复位，并可以使激磁电流沿正负两个方向流动，使其工作在双向对称磁化状态，提高了铁芯的利用率。
FLYBACK 反激变换器
在Vin或Ro上升时减小Ton，Vin或Ro下降时增大Ton，从而使输出恒定
DCM设计原则和步骤
• 确定初/次级匝数比Np/Ns
• 开关管压降为
Vds
Vin
Np Ns
Vo
• 首先选择开关管的额定电压，参数的选择应使Vds尽量小，但应 保证即使有0.3Vin的漏感尖峰叠加于Vds，对开关管的极限值仍有 30%的裕度
• 此模式下，电感中储存的能量不完 全释放至负载中
互感
• 互感现象
• 由于N1和N2有磁的联系，即磁通Φ11即通过N1，而且还有一部分 Φ12通过N2，i1变化时， Φ12也随之发生变化，因此在N2中也会 产生感生电动势；反之，i2变化时，同样也会在N1中产生感生电 动势。
• 互感系数
• Φ11产生的磁通Φ12与线圈N2磁链，
磁路服从电路的基尔霍夫定律
• 由基尔霍夫定律第一定律得:磁路中任意一点 的磁通之和为零ΣΦ=0
•由基尔霍夫定律第二定律得:沿某一方向的任 意闭合回路的磁势的代数和等于磁压降的代数 和ΣIN=ΣΦR或ΣHl= ΣΦR
N匝线圈电感的计算
• 电感系数的定义
•由
L
=N；
i
BA；B
H；Hl
Ni；G m
忽略不计
L
N2
/ R
N 2G
N2
A
• 磁粉芯电感可等效为高磁导率材料磁芯与一个不同长度的气隙串 联
L N 2G N 2 A；
l
是磁粉芯磁导率随偏置电流加大而下降的百分比
气隙磁芯电感应用
• 如果实际测量中电感值过大，不要减少匝数， 这样可能会使损耗过大或磁芯饱和，可增加气 隙来减少电感。
=
A
flyback变压器设计步骤
是在此期间，欧阳修在滁州留下了不逊于《岳阳楼记》的千古名篇——《醉翁亭记》。接下来就让我们一起来学习这篇课文吧！【教学提示】结合前文教学，有利于学生把握本文写作背景，进而加深学生对作品含义的理解。二、教学新课目标导学一：认识作者，了解作品背景作者简介：欧阳修(1007—1072)，字永叔，自号醉翁，晚年又号“六一居士”。吉州永丰(今属
VDS(MAX )
2 Vin(max)
(VOUT
VD ) NP NS
Vl
1.414
264
(5 0.6) 40 3
Vl
448V
Vl
式中第2项为次级对初级的反射电压，第3项为初级 漏感释放能量产生的电压尖峰。 选用600V耐压的MOS管就可。
输出整流二极管承受的最大电压
ICRMS
1 T
DT I 2CQ1dt 1
0
T
T DT
I
2 C
Q1
dt
1 T
I
2 P
DT
0
Po
VIN D
1
PO2
DT
T VI2N D 2 2
流过变压器原边绕组的电流有效值可以近似 等效于流过Q12的电流有效值。
副边电流有效值计算公式
参知政事范仲淹等人遭谗离职，欧阳修上书替他们分辩，被贬到滁州做了两年知州。到任以后，他内心抑郁，但还能发挥“宽简而不扰”的作风，取得了某些政绩。《醉翁亭记》就是在这个时期写就的。目标导学二：朗读文章，通文顺字1．初读文章，结合工具书梳理文章字词。2．朗读文章，划分文章节奏，标出节奏划分有疑难的语句。节奏划分示例
Flyback-工作原理及变压器设计(10.22)解析
• 推算反射电压(Vref)：Vo/Vref=N2/N1 , Vo/Vin=D*Ns/(1-D)Np • ∴Vref=Vin*D/1-D • Vce(max)=Vref+Vin+Vspike • =Vin/1-D 经验flyback Vce<=2.2Vin.(当Dmax <0.4)
• 反激式变换器一般工作于两种工作方式 • 1. 电感电流不连续模式DCM (Discontinuous Inductor Current Mode)或称 " 完全能量转换 ": ton时储存在变压器中的所有 能量在反激周期 (toff)中都转移到输出端. • 2. 电感电流连续模式CCM ( Continuous Inductor Current Mode) 或称 " 不完全能量转 换 " : 储存在变压器中的一部分能量在toff末 保留到下一个ton周期的开始.
Flyback 工作原理及变压器设计
Part one： Flyback 工作原理
• 一、反激式转换器的优点有: • 1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此 适合多组输出要求. • 2. 转换效率高,损失小. • 3. 变压器匝数比值较小. • 4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有 较稳定的输出,目前已可实现交流输入在 85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求.
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Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax) η: 转换器的效率 公式导出如下: 输出功率 : Po = LIp2η / 2T 输入电压 : VIN = Ldi / dt设 di = Ip,且 1 / dt = f / Dmax,则: VIN = LIpf / Dmax 或 Lp = VIN*Dmax / Ipf 则Po又可表示为 : Po = ηVINf DmaxIp2 / 2f Ip = 1/2ηVINDmaxIp ∴ Ip = 2Po / ηVINDmax
返驰式变压器设计原理
返馳式變壓器設計原理(Flyback Transformer Design Theory)第一節. 概述.返馳式(Flyback)轉換器又稱單端反激式或"Buck-Boost"轉換器.因其輸出端在原邊繞組斷開電源 時獲得能量故而得名.離線型返馳式轉換器原理圖如圖.一、返馳式轉換器的優點有:1. 電路簡單,能高效提供多路直流輸出,因此適合多組輸出要求.2. 轉換效率高,損失小.3. 變壓器匝數比值較小.4. 輸入電壓在很大的範圍內波動時,仍可有較穩定的輸出,目前已可實現交流輸入在 85~265V 間.無需切換而達到穩定輸出的要求.二、返馳式轉換器的缺點有:1. 輸出電壓中存在較大的紋波,負載調整精度不高,因此輸出功率受到限制,通常應用於150W以下.2. 轉換變壓器在電流連續(CCM)模式下工作時,有較大的直流分量,易導致磁芯飽和,所以必須 在磁路中加入氣隙,從而造成變壓器體積變大.3. 變壓器有直流電流成份,且同時會工作於CCM / DCM兩種模式,故變壓器在設計時較困難,反 復調整次數較順向式多,迭代過程較复雜.第二節. 工作原理在圖1所示隔離反馳式轉換器(The isolated flyback converter)中, 變壓器" T "有隔離與扼流之雙重 作用.因此" T "又稱為Transformer- choke.電路的工作原理如下:當開關晶體管 Tr ton時,變壓器初級Np有電流 Ip,並將能量儲存於其中(E = L p I p / 2).由於Np與Ns 极性相反,此時二极管D反向偏壓而截止,無能量傳送到負載.當開關Tr off 時,由楞次定律 :(e = -N△Φ/△T)可知,變壓器原邊繞組將產生一反向電勢,此時二極管D正向導通,負載有電流I L流通.返馳式轉換器之穩態波形如圖2.由圖可知,導通時間 t on的大小將決定Ip、Vce的幅值:Vce max = V IN / 1-D maxV IN: 輸入直流電壓 ; D max : 最大工作周期D max = t on / T60459930.xls 1/12 Lisc Oct.。
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数，根据安规要求和输出路数决定，一般取0.2~0.4。 Kj: 电流密度 A/cm2 (自然冷却《=400)，在满足电源尺寸的前 提下，尽量选择长宽之比比较大的磁芯，这样窗口有效使 用系数较高，可以减少漏感 。
Flyback 工作原理及变压器设计
Part one： Flyback 工作原理
• 一、反激式转换器的优点有:
• 1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此 适合多组输出要求.
• 2. 转换效率高,损失小.
• 3. 变压器匝数比值较小.
• 4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有 较稳定的输出,目前已可实现交流输入在 85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求.
• 第二节. 工作原理
• 在图1所示隔离反驰式转换器(The isolated flyback converter)中, 变压器" T "有隔离与扼流 之双重作用.因此" T "又称为Transformer- choke. 电路的工作原理如下:
• 当开关晶体管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将能量储存于其中(E = LpIp2 / 2).由于Np与 Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能 量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次定律 : (e = -N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向 电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通. 反激式转换器之稳态波形如图2.
•
由图可知,导通时间 幅值:
ton的大小将决定Ip、Vce的
•
Vce max = VIN / 1-Dmax
•
VIN: 输入直流电压 ; Dmax : 最大工作周期
•
Dmax = ton / T
• 由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保
持常低取D的mDaxm=ax0,也.4,就以是限D制maVxc＜em0a.x5≦,在2.实2V际IN.应用中通
•
1. 电感电流不连续模式DCM
(Discontinuous Inductor Current Mode)或称 "
完全能量转换 ": ton时储存在变压器中的所有 能量在反激周期 (toff)中都转移到输出端.
• 2. 电感电流连续模式CCM ( Continuous
Inductor Current Mode) 或称 " 不完全能量转
• 在CCM状态中,原边峰值电流较低,但开关晶体 在开t关on晶状体态高时功有率较的高消的耗集.电同极时电为流达值成.C因C此M,导就致需 要有较高的变压器原边电感值Lp,在变压器磁芯 中所储存的残余能量则要求变压器的体积较 DCM时要大,而其它系数是相等的
• 总结：
• CCM 和DCM模式：CCM初级的峰值电流小， 变压器转换效率高，在相同的ESR输出电容 前提下，能得到较小的纹波，但是电感量
• 推算反射电压(Vref)：Vo/Vref=N2/N1 , Vo/Vin=D*Ns/(1-D)Np
• ∴Vref=Vin*D/1-D • Vce(max)=Vref+Vin+Vspike • =Vin/1-D 经验flyback Vce<=2.2Vin.(当Dmax <0.4)
• 反激式变换器一般工作于两种工作方式
的增加，会使铜损增大，在频率不变的前 提下，只能使变压器体积变大。DCM 具有 设计简单，回路稳定性相对CCM 要好。 （CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可 用调节控制环增益偏离低频段和降低瞬态 响应速度来解决CCM时因传递函数 “ 右半平 面零点 ”引起的不稳定。）
Part two
一：变压器的设计注意事项： 已知的条件和参数：power size , Pout ,Vout ,
• 输出功率 : Po = LIp2η / 2T
• 输入电压 : VIN = Ldi / dt设 di = Ip,且 1 / dt = f / Dmax,则:
• VIN = LIpf / Dmax 或 Lp = VIN*Dmax / Ipf • 则Po又可表示为 :
• Po = ηVINf DmaxIp2 / 2f Ip = 1/2ηVINDmaxIp • ∴ Ip = 2Po / ηVINDmax
• 开关管Tr on时的集电极工作电流Ic,也就是
原Io一边定峰时值,电匝流比Ipn为的:大Ic小= 即Ip 决= I定L /了n.I因c的IL大=小Io,,故上当式
是按功率守恒原则,原副边安匝数 相等 NpIp =
NsIs而导出. Ip亦可用下列方法表示:
• I器的效率 • 公式导出如下:
换 " : 储存在变压器中的一部分能量在toff末 保留到下一个ton周期的开始.
• 比较CCM 和 DCM:
• DCM状态下在Tr ton期间,整个能量转移波形中 具有较高的原边峰值电流,这是因为初级电感 值效L应p相是对增较加低了之绕故组,损使耗Ip急(w剧in升din高g 所los造e)成和的输负入面滤 波电容器的涟波电流,从而要求开关晶体管必 须具有高电流承载能力,方能安全工作.
Vin , η，f 根据电源的规格要求，来选择工作的模式，
CCM 或者DCM ，比如，要求体积小，输出 功率不大，效率要求不是很高，可采用 DCM 。以下电源的设计以DCM 为例。
• 二：详细变压器计算步骤。
• 1，选择完变压器的工作模式，根据电源 的工作频率和输出功率，选择合适的磁芯。 通常会根据Ae(磁芯有效截面积) Aw(磁芯窗口面积)法 来选择. AeAw=(Pt×104 )/(2×KW ×△B×Kj×f)<=选 择的磁芯AeAw.
• 二、反激式转换器的缺点有:
• 1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精 度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于 150W以下.
• 2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作 时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以 必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体 积变大.
• 3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于 CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较 困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较 复杂.