SIW缝隙阵天线..
W波段宽带SIW背腔缝隙天线
W波段宽带SIW背腔缝隙天线李翌璇;汪敏;吴跃敏;吴文【摘要】W波段(75～110 GHz)的电磁波大气吸收率低、波长短、可用频带宽,在雷达、通信等领域应用广泛.文章设计了一种W波段基片集成波导(substrate integrated waveguide,SIW)背腔缝隙天线,-10 dB的阻抗带宽达到28.6％(78.93～105.24 GHz),覆盖了W波段75％的频带范围.天线采用双层基片结构.上层为SIW谐振腔及四条辐射缝隙构成的谐振辐射单元,谐振腔内同时存在TM130与TM310混合模、TM320模以及TM330模三种高次模,和辐射缝隙一起形成多谐特性,实现带宽拓展;底层为通过耦合缝隙馈电的集成波导,易于扩展成平面网络,构建高增益背腔缝隙天线阵列.该天线频带宽、交叉极化低、剖面低、易于与平面微波电路集成、加工成本低,具有良好的应用前景.【期刊名称】《电波科学学报》【年(卷),期】2018(033)004【总页数】7页(P404-410)【关键词】W波段;宽带;SIW;高次模;背腔缝隙天线【作者】李翌璇;汪敏;吴跃敏;吴文【作者单位】南京理工大学,南京210094;南京理工大学,南京210094;南京理工大学,南京210094;南京理工大学,南京210094【正文语种】中文【中图分类】TN820引言W波段(75～110 GHz)的电磁波大气吸收率低、波长短、可用频带宽,因此在雷达、通信等领域应用广泛,在远程高分辨率雷达和传感器,千兆字节点对点数据传输和高分辨率无源成像系统等均有应用[1]. 这些系统需要天线具有高效率、高增益和宽带特性. 高效率的W波段天线有喇叭天线、抛物面反射天线和波导缝隙天线等. 前两者是三维结构,应用受到很多限制;波导缝隙天线虽然是平面结构,但体积笨重、加工成本高,难以和平面电路集成. 与金属波导相比,基片集成波导(substrate integrated waveguide, SIW)采用平面工艺,加工方便,易于电路集成,损耗适中;相应地,SIW缝隙天线成了W波段很好的选择.在系统对带宽特性要求不高的情况下,SIW常被作为高效的馈电方式应用于微带天线阵列,从而得到高效率或者高增益的设计[2-4], 但这些阵列受到贴片单元的限制,带宽在7%左右. 背腔缝隙天线有很好的带宽特性[5], 但SIW腔内单独馈一根缝隙的设计很少用于W波段天线,原因是腔尺寸小,为减少泄露往往需要增加短路柱的排布密度,不仅难以加工,也难以保证合理的阵元间距. 在毫米波应用中,利用谐振腔的高次模为多个缝隙同时馈电的设计受到重视[6-7]. 这些设计中,利用微带线或SIW通过一个馈电缝隙在一个大的矩形谐振内激励出多种模式,然后配合2×2的辐射子阵进行辐射. 一个SIW腔馈多个缝隙的背腔缝隙天线,减少了构成腔体所需要的金属过孔,不仅简化了阵列的结构复杂度,降低了加工成本,也减小了金属损耗. 而腔内的多种谐振模式可以用于实现双频或者宽频辐射. 文献[6]在X波段设计了微带线馈SIW腔的缝隙天线阵列,最大增益为15.5 dB,且得到了16.7%的带宽.本文应用高次模的SIW腔,设计了一种W波段宽带SIW背腔缝隙天线. 天线采用双层基片结构,底层为通过耦合缝隙馈电的SIW结构; 顶层为SIW谐振腔及四条辐射缝隙构成的谐振辐射单元,谐振腔内同时存在TM130与TM310混合模、TM320模以及TM330模三种高次模,和辐射缝隙一起形成多谐特性,实现带宽拓展. 设计结果显示,天线的阻抗带宽为28.6%(78.93～105.24 GHz),覆盖了W波段75%的频带范围. 在实验研究中,设计了带宽为76～91 GHz测试转换接口,进行了实物加工与测试,实测的S参数方向图与仿真设计一致性较好. 该天线频带宽、交叉极化低、剖面低、易于与平面微波电路集成、加工成本低、易于扩展成平面网络、构建出高增益的宽带背腔缝隙天线阵列,具有良好的应用前景.1 天线设计1.1 天线结构如图1所示,天线由两块Rogers-Duroid 5880基板(厚度h=0.508 mm,相对介电常数εr=2.2)和三层金属层构成. 上层的介质基板用于构造SIW谐振腔,馈电的SIW 放置在下层的介质基板中. 最上面的金属层上蚀刻四条辐射缝隙,向外辐射能量;位于馈电波导与谐振腔之间的金属层上蚀刻耦合缝隙,将能量从馈电波导耦合入谐振腔. 最下层为金属地面.(a) 辐射层 (b) 馈电层(a) Radiation structure (b) Feeding structure(c) 3D分布图(c) Distributed perspective 3D view图1 天线结构图Fig.1 Antenna structure1.2 参数选择首先考虑馈电SIW的设计. 为了减少电磁波在SIW中的泄露,通孔的直径d和通孔间的距离dp应该满足如下条件:(1)式中,λ0为波在自由空间中传播的波长.SIW谐振腔需要支持多种谐振模式. 它的本征频率与结构参数的关系符合如下公式:(2)式中:εr为介质基板的相对介电常数;μ为介质基板的磁导率;m、n、p分别表示场在x、y、z轴方向上的半驻波数;aeff、beff、ceff分别表示等效谐振腔的长度、宽度和高度.当ae ff=beff,ceff≤aeff且m≠n时,正交模(如TM130和 TM310)可以在谐振腔中以相同的频率激励,且能够混合成新模式在谐振腔中存在.值得注意的是,不是所有高次模及其混合模式都能够在谐振腔中激励,能否激励主要取决于馈电与辐射的位置和方式[7]. 天线由下层的SIW进行馈电,能量从SIW 上方的耦合缝隙馈入谐振腔,在腔内激励出工作于W波段的三种模式:TM130与TM310的混合模,TM320 模以及 TM330 模. 这样三种谐振模式混合展宽了宽带,经四条辐射缝隙耦合后实现了宽带辐射. 优化后的参数如表1所示.表1 天线结构参数Tab.1 Antenna structure parameters mm参数L1L2LxLydp 数值4.34.31.450.40.6 参数djxjyslsw 数值0.40.20.881.150.22 模式分析本节对谐振腔中的多种模式进行详细讨论. 第一种谐振模式为TM130与TM310的混合模式. TM130与TM310在谐振腔中的本征频率相等,对应设计频率79.1 GHz. 在给定边界和激励条件下形成混合模式,其电场的等值线分布图如图2所示. 符号“+”和“-”分别表示电场沿z轴方向垂直向上和垂直向下.(a) TM130模式 (b) TM310模式(a) TM130mode (b) TM310 mode(c) TM130、TM310模混合后的新模式(c) Hybrid mode of TM130 &TM130图2 电场方向Fig.2 E-field distributions当能量从耦合缝进入谐振腔时,耦合缝两侧沿z轴方向的电场方向将会反向[8-9]. 因此,区域4和6处沿z轴方向的电场方向将会反向,如图3所示. 同时,在区域2和8中间处的电场也将因为对称结构而发生改变. 理论与实际仿真得到81.2 GHz频率下电场的辐射方向如图4所示,能量沿着四条辐射缝的宽边进行辐射. 此时,z轴方向的电场相互抵消,只剩y轴方向的分量. 电场在区域4和6的电场密度远高于区域2和8处,占辐射的主要地位.(a) 能量进入耦合缝前 (b) 能量进入耦合缝后(a) Before coupling (b) After couplingslot excitation slot excitation图3 混合模式的电场方向Fig.3 E-field contour map of hybrid mode(a) 理论分析 (b) 仿真结果(a) Theoretical analysis (b) Simulation results图4 TM130 和 TM310 混合模的电场分布Fig.4 E-field distribution of hybrid mode of TM130 and TM310第二种辐射模式为TM320模,对应设计频率90.1 GHz. 当能量进入谐振腔时,耦合缝两边的电场将反向,因此,此时的TM320模电场方向保持不变,如图5所示. 电场方向沿着y轴,而由于四条辐射缝的存在,电场主要沿y轴在四条辐射缝宽边中部辐射. 理论与实际仿真得到93.5 GHz频率下电场的辐射方向如图6所示.图5 TM320 模的电场方向Fig.5 E-Field distributions of TM320mode(a) 理论分析 (b) 仿真结果(a) Theoretical analysis (b) Simulation results图6 TM320模的电场分布Fig.6 E-field distribution of TM320第三种辐射模式为TM330,对应设计频率106.1 GHz. 当能量从耦合缝进入谐振腔时,耦合缝两侧沿z轴方向的电场方向将会反向. 因此,区域1和3处、4和6处以及7和8处沿z轴方向的电场方向将会反向,如图7所示. 同时,在区域2、5和8中间处的电场也将因为对称结构而发生改变. 因此,电场的辐射方向与TM320类似,电场沿着y轴向外辐射. 理论与实际仿真得到104.7 GHz频率下电场的辐射方向如图8所示.(a) 能量进入耦合缝前 (b) 能量进入耦合缝后(a) Before coupling (b) After couplingslot excitation slot excitation图7 TM330模的电场方向Fig.7 E-field contour map of TM330 mode(a) 理论分析 (b) 仿真结果(a) Theoretical analysis (b) Simulation results图8 TM330模的电场分布Fig.8 E-field distribution of TM3303 仿真结果本设计通过HFSS软件仿真,得到的仿真结果与分析一致,出现了对应三种模式的三重谐振点,如图9所示. 可以看出:三个谐振点频率分别为81.84 GHz、93.53 GHz、104.84 GHz; -10 dB的阻抗带宽为79.93～105.24 GHz(28.6%),覆盖了W波段75%的频带范围.三个谐振频率上对应的方向图如图10所示.三个谐振频率的增益分别为7.92 dB、9.22 dB、9.92 dB;交叉极化都低于-45 dB. 可以看出,该天线在频带内方向图稳定,交叉极化低.图9 天线的S11参数Fig.9 S11 parameter of the antenna(a) 81.84 GHz(b) 93.53 GHz(c) 104.84 GHz图10 天线方向图Fig.10 Radiation pattern of the antenna4 测试结果对W波段天线进行回波损耗和方向图测试时,测试设备需要采用W波段标准矩形波导(内部尺寸2.54 mm.×1.27 mm)接口连接. 为此,本文设计了如图11所示的从SIW到矩形波导的转换结构[10]. 该结构带宽有限,可以对SIW短路和转换膜片的尺寸进行分段设计. 本文仅给出76～91 GHz频带范围内的实物加工与测试. 加工采用普通激光印刷电路板(printed circuit board, PCB)工艺,分别对SIW谐振腔天线、馈电SIW及波导转换结构的两层基板进行加工,通过基板四周设置安装和定位孔用螺钉进行组装,加工的两层基板以及组装后的天线实物照片如图12所示.图11 SIW至标准矩形波导的转换Fig.11 Transition from SIW to standardrectangular waveguide图12 天线实物Fig.12 Antenna prototype对天线的S参数测试采用了Agilent公司生产的矢量网络分析仪. 加转换结构前后S11参数仿真结果以及实际测试的S11结果如图13所示. 可以看出天线的实际工作带宽受到转换结构的影响变为76.4～91 GHz,因此仅给出75～94 GHz频段内的实测结果,与仿真的带宽基本一致,除了82.6 GHz的谐振点与仿真有些偏差,其他吻合得很好. 测试结果产生偏差的原因主要有PCB工艺的加工误差,采用螺丝安装定位的误差以及测试连接误差等. 由于W波段的天线尺寸小,缝隙的加工与安装误差对天线的影响相对较大[11].天线的方向图采用W波段信号源加低噪放发射,待测天线接W波段接收检波系统进行测试. 分别对频段内80 GHz和90 GHz两个频率上的主极化方向图进行了测试,归一化结果如图14所示. 由于天线尺寸较小,天线增益小,加上测试环境不够理想,得到的方向图信噪比不够好,同时安装部件也会有一定影响,但实测方向图与仿真结果基本一致. 交叉极化太小,未能获得准确的测量结果. 两个频率上的半功率波束宽度仿真与测试结果见表2,数值较为相符.图13 天线的S11 参数Fig.13 S11 parameter of the antenna(a) 80 GHz(b) 90 GHz图14 天线方向图Fig.14 Radiation pattern of the antenna表2 天线半功率波束宽度Tab.2 Half-power beam-width of the antenna频率/GHz仿真E面/(°)实测E面/(°)仿真H面/(°)实测H面/(°)8029.229.225.224.6 9048.646.423.824.05 结论本文应用高次模的SIW腔,设计了一种W波段宽带SIW背腔缝隙天线. 谐振腔内同时存在TM130与TM310混合模、TM320模以及TM330模三种高次模,从而有效展宽了天线的阻抗带宽,达到28.6%(78.93～105.24 GHz),覆盖了W波段75%的频带范围,且交叉极化很低. 实验验证中因受到了测试设备接口转换的限制,仅给出76～91 GHz频带范围内的测试结果,与仿真结果吻合得较好. 该天线可以用作抛物面天线的初级馈源,也可直接扩展成低剖面的高增益宽带背腔缝隙天线阵列,具有良好的应用前景.参考文献【相关文献】[1] GHASSEMI N, WU K. Planar dielectric rod antenna for gigabyte chip-to-chip communication[J]. IEEE transactions on antennas and propagation, 2012, 60(10): 4924-4928.[2] GHASSEMI N, WU K, CLAUDE S, et al. Low-cost and high-efficient W-band substrate integrated waveguide antenna array made of printed circuit board process[J]. IEEE transactions on antennas and propagation, 2012, 60(3): 1648-1653.[3] GHASSEMI N, WU K, CLAUDE S, et al. High-efficient patch antenna array for E-band gigabyte point-to-point wireless services[J]. IEEE transactions on antennas and propagation,2012, 60(3): 1648-1653.[4] CHENG Y J, GUO Y X, LIU Z G. W-band large-scale high-gain planar integrated antenna array[J]. IEEE transactions on antennas and propagation, 2014, 62(6): 3370-3373.[5] GUAN D F, DING C, QIAN Z P, et al. An SIW-based large-scale corporate-feed array antenna[J]. IEEE transactions on antennas and propagation, 2015, 63(7): 2969-2976.[6] WU P, LIAO S W, XUE Q. A substrate integrated slot antenna array using simplified feeding network based on higher order cavity modes[J]. IEEE transactions on antennasand propagation, 2016, 64(1): 126-135.[7] LI W X, XU D K, TANG X H, et al. Substrate integrated waveguide cavity-backed slot array antenna using high-order radiation modes for dual-band applications in K-band[J]. IEEE transactions on antennas and propagation, 2017, 65(9): 4556-4564.[8] LIU W, CHEN Z N, QING X M. Metamaterial-based low-profile broadband mushroom antenna[J]. IEEE transactions on antennas and propagation, 2014, 62(3): 1165-1172.[9] BAYDERKHANI R, FOROORAGHI K, ABBASI-ARAND B. Gain enhanced SIW cavitybacked slot antenna with arbitrary levels of inclined polarization[J]. IEEE antennas wireless propagation letters, 2015, 14: 931-934.[10] DESLANDES D, WU K. Integrated microstrip and rectangular waveguide in planar form[J]. IEEE microwave and wireless components letters, 2001,11(2): 68-70.[11] STEPHENS D, YOUNG P R, ROBERTSON I D. W-band substrate integrated waveguide slot antenna[J]. Electronics letters, 2005, 41(4): 165-167.。
SIW缝隙阵天线精编版
谐振式SIW缝隙阵天线
利用了在宽壁中心线两侧对称 位置处横向电流反相、沿波导 每隔λg/2场强反相的特点，纵 缝每隔λg/2交替地分布在中心 线两侧即可得到同相激励。
对一端馈电的缝隙阵列， 所有归一化缝隙谐振电导 的总和必须等于1
7
16x16 SIW缝隙阵天线
E field
3D radiation pattern
基于SIW（基片集成波导） 的缝隙阵天线设计
1
1、SIW的结构和特性 2、缝隙天线的原理 3、SIW缝隙阵天线的设计 4、实验测试结果
2
导波结构的特点
波导导波结构
SIW导波结构
平面导波结构
采用LTCC或PCB技术，可以用周期性的金属 通孔来构造类似波导的导波结构，从而把 波导集成在平面电路板内部，这种结构称 为基片集成波导（简称SIW）
3
SIW等效矩形波导
经验公式： a RWG ? a a
其中：a
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p d
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1.2729 p ? 1.2010
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16x16 SIW缝隙阵天线
16x16阵列SIW缝隙天线实物
H-plane (Gain=24.5 dB)
E-plane
9
基于SIW的11GHz 无线通信RF子系统
10
3.6GHz 1x4 SIW谐振式缝隙阵天线
SIW缝隙阵天线
1、SIW的结构和特性 2、缝隙天线的原理 3、SIW缝隙阵天线的设计 4、实验测试结果
理想缝隙天线
无论缝隙被何种方式激励， 缝隙 中只存在切向的电场强度， 电场强度 一定垂直于缝隙的长边， 并对缝隙的 中点呈上下对称的驻波分布， 即
谐振式SIW缝隙阵天线
利用了在宽壁中心线两侧对称 位置处横向电流反相、沿波导 每隔λg/2场强反相的特点，纵 缝每隔λg/2交替地分布在中心 线两侧即可得到同相激励。
3.6GHz 1x4 SIW谐振式缝隙阵天线
3.6GHz 1x4 SIW谐振式缝隙阵天线
p0.314.0665842
0.1183 1.2729 a/p1.2010
3 1.0082a/p0.901.261352
矩形波导仿真
SIW仿真
微带－SIW过渡
Ke Wu, Integrated Microstrip and Rectangular Waveguide in Planar Form, IEEE MWCLS, Vol. 11, No. 2, 2001
导波结构的特点
波导导波结构
SIW导波结构
平面导波结构
采用LTCC或PCB技术，可以用周期性的金属 通孔来构造类似波导的导波结构，从而把 波导集成在平面电路板内部，这种结构称 为基片集成波导（简称SIW）
SIW等效矩形波导
经验公式： aRWG aa
其中：a
1
基片集成波导缝隙阵天线设计
基片集成波导缝隙阵天线设计随着无线通信技术的快速发展，天线作为无线通信系统中不可或缺的一部分，其性能和设计受到了广泛。
其中，基片集成波导缝隙阵天线具有体积小、重量轻、易于集成等优点，成为了研究的热点。
本文将介绍一种基于基片集成波导缝隙阵天线的分析与设计。
在基片集成波导缝隙阵天线设计中，首先需要考虑的是材料的选取。
常见的基片集成波导材料包括陶瓷、玻璃、硅等。
这些材料具有高导电性、高绝缘性、低损耗等特点，能够有效降低天线的传输损耗。
同时，为了满足天线的小型化需求，我们还需要选择具有较高介电常数的材料，以减小天线的尺寸。
在确定材料后，我们需要对天线的形状和接口进行设计。
基片集成波导缝隙阵天线的常见形状包括矩形、圆形、椭圆形等。
这些形状的设计需要根据实际应用场景和通信标准来进行选择。
同时，为了实现天线的高性能和宽频带特性，我们还需要考虑接口的设计，包括如何连接天线与传输线，以及如何实现天线与其他设备的兼容性。
具体设计中，我们需要先确定缝隙阵的形状和大小。
这可以通过在基片集成波导上刻蚀一定形状和大小的缝隙来实现。
同时，我们还需要根据通信标准的要求，选择合适的缝隙长度和宽度。
为了提高天线的辐射效率和方向性，我们还需要对天线进行辐射特性和方向图的分析与优化。
在仿真阶段，我们使用电磁仿真软件对设计好的基片集成波导缝隙阵天线进行性能预测。
通过仿真，我们可以得到天线的辐射特性、方向图、增益等性能指标。
分析仿真结果，我们可以发现天线的性能优势和不足之处，从而进行针对性的优化。
实验验证是天线设计的重要环节。
在此阶段，我们实际制作天线并对其进行测试。
具体操作过程包括搭建测试平台、连接天线与测量设备等。
通过实际测量，我们可以得到天线的实际性能指标，并将其与理论分析和仿真结果进行比较。
实验验证结果表明，所设计的基片集成波导缝隙阵天线在辐射特性、方向图等方面均表现出较好的性能，符合预期设计目标。
本文通过对基片集成波导缝隙阵天线的设计与制作进行分析，探讨了其优势和应用前景。
基于siw的缝隙阵列输能天线分析
独创性声明本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。
据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。
与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示谢意。
作者签名：日期：年月日论文使用授权本学位论文作者完全了解电子科技大学有关保留、使用学位论文的规定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘，允许论文被查阅和借阅。
本人授权电子科技大学可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编学位论文。
（保密的学位论文在解密后应遵守此规定）作者签名：导师签名：日期：年月日摘要摘要本文对微波输能技术的主要部件整流天线以及整流电路进行了一定的研究，具体研究内容如下：一、简单介绍了整流天线系统的组成以及SIW天线设计原理和缝隙天线的工作原理。
并介绍了利用Elliot方法设计缝隙天线，然后还介绍了微波整流的原理以及二极管原理。
二、设计并实现了基于SIW的Ka波段的微带接收天线，工作中心频率是30GHz，研究了SIW上单个缝隙上谐振导纳与偏移位置之间的关系。
并提出了一个四元缝隙阵列的方案，然后根据Elliot设计原理，对每个缝隙的偏移和谐振长度进行了优化。
提出了一个功分网络的设计方案，以及提出功分网络的扩容方案，然后提出了一个四元缝隙阵列的优化方案，以及对四元缝隙阵进行仿真优化，得到一个满足要求的天线阵。
然后还提出了稀疏阵的一种布阵方式，用于获取更大的主瓣波宽。
最后提供了两款作者设计的其他和SIW相关的天线，并对4元天线阵进行了测试。
三、阐述了整流电路的设计的原理，其中分别从二极管的选择与建模，输入与输出滤波器，接地孔的影响，整体电路的仿真等方面阐述了整流电路的仿真与设计。
并且详细阐述了相对法测量整流电路的整流效率，并且针对单管的半波整流电路和使用反相二极管对的谐波抑制整流电路进行了分别研究和讨论。
一种基于SIW缝隙耦合天线[实用新型专利]
![一种基于SIW缝隙耦合天线[实用新型专利]](https://img.taocdn.com/s3/m/59d6602da66e58fafab069dc5022aaea998f4133.png)
(19)中华人民共和国国家知识产权局(12)实用新型专利(10)授权公告号 (45)授权公告日 (21)申请号 202022415966.5(22)申请日 2020.10.27(73)专利权人 重庆两江卫星移动通信有限公司地址 401120 重庆市渝北区龙兴镇两江大道618号(72)发明人 王建伟 邹景孝 曾令昕 罗袁君 胡侯平 刘大桥 (74)专利代理机构 成都行之专利代理事务所(普通合伙) 51220代理人 史丽红(51)Int.Cl.H01Q 1/38(2006.01)H01Q 1/48(2006.01)H01Q 1/50(2006.01)(54)实用新型名称一种基于SIW缝隙耦合天线(57)摘要本实用新型公开了一种基于SIW缝隙耦合天线，包括介质层，介质层上表面设有辐射贴片、下表面设有介质地板层，介质地板层上具有耦合缝隙，耦合缝隙位置及形状与辐射贴片的位置与形状相匹配；介质地板层的下方设置有基片集成波导层，基片集成波导层的下表面设有波导地板层；波导地板层的下方贴附有多层微波板，多层微波板内设置有探针，探针的第一连接端与底层微带线连接，第二连接端与基片集成波导层或介质地板层连接。
本实用新型的天线，将基片集成波导与垂直互联结构结合应用，避免使用微带馈线辐射导致方向图发生畸变，并与射频组件实现很好的集成应用，具有高的信号传输质量和贴片天线的使用性。
权利要求书1页 说明书3页 附图4页CN 212968049 U 2021.04.13C N 212968049U1.一种基于SIW缝隙耦合天线，其特征在于，包括介质层，介质层上表面设有辐射贴片、下表面设有介质地板层，介质地板层上具有耦合缝隙，耦合缝隙位置及形状与辐射贴片的位置与形状相匹配；介质地板层的下方设置有基片集成波导层，基片集成波导层的下表面设有波导地板层；波导地板层的下方贴附有多层微波板，多层微波板内设置有探针，探针的第一连接端与底层微带线连接，第二连接端与基片集成波导层或介质地板层连接。
一种SIW背腔缝隙天线谐振频率设计方法[发明专利]
![一种SIW背腔缝隙天线谐振频率设计方法[发明专利]](https://img.taocdn.com/s3/m/5014edcf710abb68a98271fe910ef12d2af9a91b.png)
(19)中华人民共和国国家知识产权局(12)发明专利申请(10)申请公布号 (43)申请公布日 (21)申请号 201910986707.7(22)申请日 2019.10.17(71)申请人 江苏科技大学地址 212003 江苏省镇江市梦溪路2号(72)发明人 田雨波 蒋昱濛 解志斌 李垣江 (74)专利代理机构 南京经纬专利商标代理有限公司 32200代理人 楼高潮(51)Int.Cl.G06F 30/20(2020.01)G06Q 10/04(2012.01)(54)发明名称一种SIW背腔缝隙天线谐振频率设计方法(57)摘要本发明公开了一种SIW背腔缝隙天线谐振频率设计方法。
本发明采用一种将经验公式作为先验知识的高斯过程模型和仿真软件结合的方法，将SIW背腔缝隙天线矩形谐振腔的等效长度、宽度、介电常数、介质基板厚度、TE波沿y轴方向和z轴方向分布的半波个数这六个相关参数作为训练输入样本，仿真软件HFSS和天线谐振频率经验公式算出的回波损耗差值作为训练输出样本，建立高斯过程模型，训练好的高斯过程可以用来预测缝隙天线的谐振频率。
和电磁仿真软件建模方法相比，本发明具有减少调用仿真软件计算时间的优点，同时也能提高SIW背腔缝隙天线谐振频率的预测精度。
权利要求书2页 说明书6页 附图2页CN 110750898 A 2020.02.04C N 110750898A1.一种SIW背腔缝隙天线谐振频率设计方法，其特征在于，包括以下几个步骤：(1)获取先验知识用SIW背腔缝隙天线的谐振频率经验公式计算出选取尺寸参数的谐振频率，此计算结果精确度低，将这部分计算结果作为先验知识；(2)获取训练样本将矩形谐振腔的等效长度a、宽度b、介电常数εr、介质基板厚度h、TE波沿y轴方向和z轴方向分布的半波个数δ1和δ2这六个相关参数作为训练输入样本，用HFSS计算出的谐振频率和先验知识的差值作为训练输出样本；(3)建立高斯过程模型高斯过程模型可以建立训练集输入X与输出y之间的映射关系，并根据此映射关系给出测试样本x'对应的预测值；高斯过程描述了一种函数分布，它是无限数量的随机变量组成任何子集都符合联合高斯分布的集合，其性质可由均值函数和协方差函数决定，其均值定义为：μ(x)＝E[Y(x)]其中，E[x]表示为输入x的数学期望即均值，Y(x)表示为关于x的函数分布；协方差函数定义为：C(x,x')＝E[(Y(x)-μ(x))(Y(x')-μ(x'))]其中x,x'∈R d为任意d维矢量,μ(x)和C(x,x')分别表示均值函数和协方差函数，Y(x')为测试样本x'的函数分布；故高斯过程可定义为：f(x)～GP(μ(x),C(x,x'))其中，f(x)表示为关于均值函数μ(x)和协方差函数C(x,x')的映射关系，即高斯过程模型；所述协方差函数等价于核函数；(4)预测谐振频率采用先验知识高斯过程模型对谐振频率进行预测，并与HFSS仿真得到的谐振频率值进行比较，计算其均方误差MSE和平均绝对误差MAE,验证是否满足设计要求：式中，为第i个样本的精确值，为第i个样本的预测值，n为样本个数。
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2 0.1183
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