传统二极管整流电路面临的问题

一、传统二极管整流电路面临的问题

近年来，电子技术的发展，使得电路的工作电压越来越低、电流越来越大。低电压工作有利于降低电路的整体功率消耗，但也给电源设计提出了新的难题。

开关电源的损耗主要由3部分组成：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗，输出端整流管的损耗。在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（SRD）可达1.0～1.2V，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约0.6V的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。

举例说明，目前笔记本电脑普遍采用3.3V甚至1.8V或1.5V的供电电压，所消耗的电流可达20A。此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50％。即使采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（18％～40％）P O，占电源总损耗的60％以上。因此，传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约DC／DC变换器提高效率的瓶颈。

二、同步整流的基本电路结构

同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大提高DC／DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率MOSFET做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。

1、基本的变压器抽头方式双端自激、隔离式降压同步整流电路

2、单端自激、隔离式降压同步整流电路

图1单端降压式同步整流器的基本原理图

基本原理如图1所示，V1及V2为功率MOSFET，在次级电压的正半周，V1导通，V2关断，V1起整流作用；在次级电压的负半周，V1关断，V2导通，V2起到续流作用。同步整流电路的功率损耗主要包括V1及V2的导通损耗及栅极驱动损耗。当开关频率低于1MHz时，导通损耗占主导地位；开关频率高于1MHz时，以栅极驱动损耗为主。

3、半桥他激、倍流式同步整流电路

图2单端降压式同步整流器的基本原理图

该电路的基本特点是：

1）变压器副边只需一个绕组，与中间抽头结构相比较，它的副边绕组数只有中间抽头结构的一半，所以损耗在副边的功率相对较小；

2）输出有两个滤波电感，两个滤波电感上的电流相加后得到输出负载电流，而这两个电感上的电流纹波有相互抵消的作用，所以，最终得到了很小的输出电流纹波；

3）流过每个滤波电感的平均电流只有输出电流的一半，与中间抽头结构相比较，在输出滤波电感上的损耗明显减小了；

4）较少的大电流连接线（highcurrentinter-connection），在倍流整流拓扑中，它的副边大电流连接线只有2路，而在中间抽头的拓扑中有3路；

5）动态响应很好。

它唯一的缺点就是需要两个输出滤波电感，在体积上相对要大些。但是，有一种叫集成磁（integratedmagnetic）的方法，可以将它的两个输出滤波电感和变压器都集成到同一个磁芯内，这样可以大大地减小变换器的体积。

三、电路实例分析

16.5W同步整流式DC／DC电源变换器的设计

下面介绍一种正激、隔离式16.5WDC／DC电源变换器，它采用DPA－Switch系列单片开关式稳压器DPA424R，直流输入电压范围是36～75V，输出电压为3.3V，输出电流为5A，输出功率为16.5W。采用400kHz同步整流技术，大大降低了整流器的损耗。当直流输入电压为48V时，电源效率η=87％。变换器具有完善的保护功能，包括过电压／欠电压保护，输出过载保护，开环故障检测，过热保护，自动重启动功能、能限制峰值电流和峰值电压以避免输出过冲。

由DPA424R构成的16.5W同步整流式DC／DC电源变换器的电路如图6所示。与分立元器件构成的电源变换器相比，可大大简化电路设计。由C1、L1和C2构成输入端的电磁干扰（EMI）滤波器，可滤除由电网引入的电磁干扰。R1用来设定欠电压值（U UV）及过电压值（U OV），取R1=619kΩ时，U UV=619kΩ×50μA＋2.35V=33.3V，U OV=619kΩ×135μA＋2.5V=86.0V。当

输入电压过高时R1还能线性地减小最大占空比，防止磁饱和。R3为极限电流设定电阻，取R3=11.1kΩ时，所设定的漏极极限电流I′LIMIT=0.6I LIMIT=0.6×2.50A=1.5A。电路中的稳压管VD Z1（SMBJ150）对漏极电压起箝位作用，能确保高频变压器磁复位。

图616.5W同步整流式DC／DC电源变换器的电路

该电源采用漏－源通态电阻极低的SI4800型功率MOSFET做整流管，其最大漏－源电压U DS(max)=30V，最大栅－源电压U GS(max)=±20V，最大漏极电流为9A（25℃）或7A（70℃），峰值漏极电流可达40A，最大功耗为2.5W（25℃）或1.6W（70℃）。SI4800的导通时间t ON=13ns （包含导通延迟时间t d(ON)=6ns，上升时间t R=7ns），关断时间t OFF=34ns（包含关断延迟时间t d(OFF)=23ns，下降时间t F=11ns），跨导g FS=19S。工作温度范围是－55～＋150℃。SI4800内部有一只续流二极管VD，反极性地并联在漏－源极之间（负极接D，正极接S），能对MOSFET 功率管起到保护作用。VD的反向恢复时间t rr=25ns。

功率MOSFET与双极型晶体管不同，它的栅极电容C GS较大，在导通之前首先要对C GS进行充电，仅当C GS上的电压超过栅－源开启电压〔U GS(th)〕时，MOSFET才开始导通。对SI4800而言，U GS(th)≥0.8V。为了保证MOSFET导通，用来对C GS充电的U GS要比额定值高一些，而且等效栅极电容也比C GS高出许多倍。

SI4800的栅－源电压（U GS）与总栅极电荷（Q G）的关系曲线如图7所示。由图7可知Q G=Q GS＋Q GD＋Q OD（1）