W推挽变压器设计
推挽式变压器
推挽全桥双向直流变换器的研究1 引言随着环境污染的日益严重和新能源的开发，双向直流变换器得到了越来越广泛的应用，像直流不停电电源系统，航天电源系统、电动汽车等场合都应用到了双向直流变换器。
越来越多的双向直流变换器拓扑也被提出，不隔离的双向直流变换器有Bi Buck/Boost、Bi Buck-Boost、Bi Cuk、 Bi Sepic-Zeta；隔离式的双向直流变换器有正激、反激、推挽和桥式等拓扑结构。
不同的拓扑对应于不同的应用场合，各有其优缺点。
推挽全桥双向直流变换器是由全桥拓扑加全波整流演变而来。
推挽侧为电流型，输入由蓄电池供给，全桥侧为电压型，输入接在直流高压母线上。
此双向直流变换器拓扑适用在电压传输比较大、传输功率较高的场合。
本文分析了推挽全桥双向直流变换器的工作原理，通过两种工作模式的分析，理论上证明了此拓扑实现能量双向流动的可行性，并对推挽侧开关管上电压尖峰形成原因进行了分析，提出了解决方法，在文章的最后给出了仿真波形和实验波形。
2工作原理图1为推挽全桥双向DC/DC变换器原理图。
图2给出了该变换器的主要波形。
变换器原副边的电气隔离是通过变压器来实现的，原边为电流型推挽电路，副边为全桥电路，该变换器有两种工作模式：（1）升压模式：在这种工作模式下S1 、S2 作为开关管工作； S3，S4 ，S5 ，S6 作为同步整流管工作，整流方式为全桥整流，这种整流方式适用于输出电压比较高，输出电流比较小的场合。
由于电感L 的存在 S1、S2 的占空比必须大于0.5。
（2）降压模式：在这种工作模式下 S3， S4， S5，S6 作为开关管工作，S1 、S2 作为同步整流管工作，整流方式为全波整流。
分析前，作出如下假设：所有开关管、二极管均为理想器件；所有电感、电容、变压器均为理想元件；，；2.1升压工作模式在升压工作模式下，原边输入为电流型推挽电路，副边输出为全桥整流电路。
S1 ，S2 作为开关管工作，S3 ， S4， S5，S6 作为同步整流管工作。
推挽变压器计算公式
推挽变压器计算公式标题：推导变压器计算公式，为电力工程设计提供便利引言：变压器是电力系统中必不可少的元件，它的设计与计算对于保证电力系统的正常运行非常重要。
然而，计算变压器参数并不是一件简单的事情，需要借助一定的公式和方法。
本文将推导变压器计算的基本公式，以便为电力工程设计提供便利和指导。
一、基本概念和假设1. 互感性：变压器的工作基于互感效应，即通过磁场的变化来传递能量。
互感性的表达式为N1φ1 = N2φ2，其中N1、N2分别为变压器的一次和二次线圈的匝数，φ1、φ2分别为一次和二次线圈的磁通。
2. 理想变压器：假设变压器是理想的情况下，可以得出以下假设公式：- 磁场没有漏磁，即φ1 = φ2；- 电阻和漏电感可以忽略不计。
二、变压器的基本参数1. 变比: 变比表示了变压器一次和二次电压之间的关系。
变比定义为:K = V2 / V12. 系数K的定义中包含了两个重要的量：- 变压器的主磁通率（M）。
主磁通率定义为变压器磁通的比例因子，即φ1 = Mφ2；- 变压器的匝缐比（m）。
匝缐比定义为一次和二次线圈的匝数之比，即m = N1 / N2。
通过将M和m代入K的定义，我们可以得到另一种形式的变比公式:K = M*m三、变压器的基础计算公式1. 一次和二次电流之间的关系：根据理想变压器的假设公式，可以推导出:I1 / I2 = N2 / N1 = 1 / m2. 线圈电压之间的关系：根据理想变压器的假设公式，可以推导出:V1 / V2 = N1 / N2 = m3. 功率之间的关系：根据电力学基本定律，功率等于电压乘以电流。
我们可以得出以下推导：P1 = V1 * I1 = m * V2 * (I2 / m) = P2其中，P1和P2分别为一次和二次侧的功率。
四、变压器额定容量的计算变压器的额定容量是指变压器能够持续运行的功率。
额定容量可以根据以下公式计算：S = k * V * I其中，S为额定容量，k为各种损耗系数，V为标称电压，I为额定电流。
推挽型电力电子变压器的设计与实现
推挽型电力电子变压器的设计与实现王仁龙1，武建松2，李红3，徐强2(1.力神电池股份有限公司，天津300380; 2.河北工业大学，天津300132;3.内蒙古电网呼和浩特供电公司，内蒙古呼和浩特010000)摘要：电力电子变压器（EPT )是一种基于电力电子变换技术的新型隔离变压器，避免了传统隔离变压器体积大、重量重等缺点，并具有易于控制、调节电能质量的 作用。
从设计的角度出发，详细地介绍EPT 的设计和制作过程。
关键词：电力电子变压器；电力电子变换技术；隔离变压器；设计和制作中图分类号：TM 402文献标志码:A 文章编号:2095-8188(2017)06-0037-05DOI: 10. 16628/j. cnki. 2095-8188. 2017. 06. 007王仁龙（ 1993—）， 男，主要从事电力 电子变压器的设 计。
Design and Implementation of Push-Pull Electronic Power TransformerWANG Renlong 1 , WU Jiansong 2, LI Hong3，XU Qiang 2(1. Lishen Battery Joint-Stock Co . ,Ltd . Tianjin 300380； 2. Hebei University of Technology , Tianjin 300132；3. Inner Mongolia State Grid Hohhot Power Supply Co . ,Ltd . , Hohhot 010000, China )Abstract ： Power isolation transformers are safe power sources. In practical applications,they protect people ssafety and protect the grid from being polluted by power electronic devices. Traditional isolation transformers are bulky and heavy, limiting their application. Electronic power transformer ( EPT) is a new kind of isolation transformer, which is based on power electronic conversion technology. It avoids the disadvantages of traditional isolation transformers which are bulky and heavy,in addition,it is easy to control and has the function of adjusting the power quality. From the direction of design, this electronic power transformer.Key words ： electronic power transformer ； transformer ； design and production〇引言变压器是电力系统中最基本、最重要的元件，主要实现电压变换和隔离功能[1]。
推挽电路的设计
电力电子应用课程设计班级电气1123 学号姓名专业电气工程与其自动化系别电子与电气工程学院指导教师陈万淮阴工学院电气工程系2015年5月开关电源是在电子、通信、电气、能源、航空航天、军事以与家电等领域应用非常广泛的一种电力电子装置。
它具有电能转换效率高、体积小、重量轻、控制精度高和快速性好等优点，推挽变换器和正激变换器是两种常用的 DC/DC变换器。
推挽电路就是两个不同极性晶体管连接的输出电路。
推挽电路采用两个参数相同的功率BJT 管或MOSFET 管，以推挽方式存在于电路中，各负责正负半周的波形放大任务，电路工作时，两只对称的功率开关管每次只有一个导通，所以导通损耗小效率高。
推挽输出既可以向负载灌电流，也可以从负载抽取电流。
推挽电路适用于低电压大电流的场合，广泛应用于功放电路和开关电源中。
关键词：双端电路推挽变换器一、设计思想与设计原理 01.1 推挽变换器 01.1.1设计目的 01.1.2 工作原理 01.1.3 基本关系 (2)1.2 推挽变换器的参数设计 (2)1.2.1 主功率变压器的设计 (3)1.2.2 开关管的选取 (4)1.2.3 副边整流管的选取 (4)1.2.4 滤波电感的设计 (5)1.2.5 滤波电容的设计 (6)1.2.6 控制电路关键参数设计 (6)二、PWM控制芯片选取与介绍 (7)2.1 PWM控制芯片选取 (7)2.2 KA3525引脚介绍 (7)三、设计调试 (9)四、设计总结： (13)4.1 电路总结 (13)4.2 心得体会 (13)参考文献 (14)一、设计思想与设计原理1.1 推挽变换器1.1.1设计目的通过本课题的分析设计，可以加深学生对间接的直流变流电路基本环节的认识和理解，并且对隔离的DC/DC电路的优缺点有一定的认识。
要求学生掌握推挽变换器的脉冲变压器工作特性，并学会分析该电路的各种工作模态，与开关管、整流二极管的电压电流参数设计和选取，掌握脉冲变压器的设计和基本的绕制方法，熟悉变换器中直流滤波电感的计算和绕制，建立硬件电路并进行开关调试。
设计推挽式变压器步序
设计推挽式变压器步序推挽式变压器是一种常见的变压器连接方式，通常用于互感器、电力系统、通信系统等场合。
推挽式变压器可以有效提高变压器的效率和稳定性。
下面将对推挽式变压器的步骤进行详细设计。
步骤一：确定变压器参数首先，需要确定推挽式变压器的参数，包括变压器的额定电压、额定功率、额定频率等。
这些参数将直接影响到变压器的设计及后续的操作。
步骤二：设计铁芯根据变压器的参数，设计合适的铁芯，铁芯的设计包括铁芯截面积、铁芯材料选择等。
铁芯的设计要考虑到变压器的负载情况和工作条件。
步骤三：设计绕组根据变压器的参数和铁芯设计，设计合适的绕组。
绕组的设计包括主绕组和副绕组两个部分。
主绕组一般使用导线绕制，绝缘材料的选择需要考虑到绕制方式和变压器额定电压的要求。
步骤四：绕制绕组根据绕组的设计，开始进行绕制工作。
绕制绕组需要使用绝缘绳将导线固定在铁芯上，过程中要为绕组增加合适的绝缘材料。
绕制完成后，进行合适的接线，将主绕组和副绕组与电源和负载连接。
步骤五：进行包装和测试绕制完成后，将变压器进行包装，主要是进行绝缘处理。
绝缘处理包括使用绝缘胶带、绝缘油等材料将变压器的绕组进行保护，防止短路或漏电。
步骤六：进行测试在包装完成后，对变压器进行一系列测试，包括电阻测试、绝缘测试、负载测试等。
通过测试，可以检查变压器的性能是否符合设计要求，保证变压器的安全和稳定运行。
步骤七：安装和调试将变压器安装在合适的位置，根据实际情况进行接线和调试工作。
调试过程中需要逐步调整变压器的参数，确保变压器的输入输出电压符合设计要求，并且没有异常情况发生。
步骤八：运行和维护完成调试后，推挽式变压器可以投入正常运行。
在运行过程中需要做好维护工作，包括定期检查绝缘状况、保持通风良好、定期更换绝缘油等。
同时，根据实际负载情况，调整变压器的输出功率，保证变压器的安全和高效运行。
总结：通过以上的步骤，可以设计和制造出一台可靠的推挽式变压器。
推挽式变压器在电力系统和通信系统中都有广泛的应用，其高效和稳定的特性对于提高设备的性能和减少能源损耗具有重要意义。
推挽输出变压器的设计（Turner）-第二页V1.00
推挽输出变压器的设计（Turner）-第⼆页V1.00译者声明：本⼈仅为业余爱好者，翻译内容也许有误，如有任何建议，请跟帖；此翻译仅作学习⽤途，并为了坛友阅读⽅便做出了些本⼈认为合适的改动；本⼈⽆任何侵犯版权的意图，如作者或任何⼈认为此举不妥，请接受本⼈诚挚的道歉，并会⽴即将其从⽹上删除。
推挽输出变压器设计（于2011年重新编辑）原作者：Turner译者：中泽洋造第⼆页：继续设计OPT-1A1.计算最低铁芯中⼼截⾯积，Afe2.计算铁芯⾆宽，T3.计算理论叠厚，S t?4.确认铁芯⼤⼩5.计算理论初级所需匝数, thN_p6.计算理论初级铜线直径，thP dia7.从漆包线表格选择合适的初级铜线，P dia oa8.计算最⾼安全直流电流，Idc9.计算绕线架内实际长度（即实际窗⼝长度），Bww10.计算理论初级每层匝数11.计算初级层数12.计算实际每层匝数，Np13.计算平均每匝周长14.计算初级铜阻，Rwp15.计算最低屏-屏阻抗RLa-a下的铜损（以%表⽰）16.铜阻⾼于3.0%吗？正⽂（第⼆页）1.计算最低铁芯中⼼截⾯积，Afe⾸先需要确认最低安全屏-屏负载数值，和在此数值下削波的最⼤功率之前我们的计算确定了最低RLa-a是4500Ω，最⼤输出功率为72W计算公式为：A fe=300×√P O注意：此公式由主要变压器的铁芯⾯积公式推导⽽来，原公式为：A fe=√P O（需要注意的是此公式中⾯积4.4单位为英⼨^2）。
这个较⽼的公式是基于磁通量B为1T（或50Hz时为1000⾼斯）的铁芯⽽推导出来的，但⽤于Hi-Fi⾳频输出时我们必须将50Hz的磁通量取值限制为0.5T。
我取这个限制条件，是因为我经过多次尝试发现这公式的计算值适⽤于推挽输出变压器的设计。
所以理论铁芯截⾯积数值为：thA fe=300×√72W=2547mm22.计算铁芯⾆宽，T对于正⽅形铁芯中⼼柱来说，⾆宽=叠厚，也即T=S理论⾆宽thT * 理论叠厚thS = thT mm所以理论上⾆宽和叠厚的公式为：t? S=√=t? T，单位为mm所以OPT-1A的理论叠厚和⾆宽同为：t? T=√Afe=50.46mm此时我们可以在低损耗铁芯规格表⾥选出合适尺⼨的铁芯了：Fig 8（图中英⽂翻译如下）T = ⾆宽L = 窗⼝长度= 1.5 * TH = 窗⼝⾼度= 0.5 * TS = 叠厚（应介于0.5 * T⾄3 * T之间）Afe = 中⼼柱截⾯积= T * SML = 磁路长度= 5.6 * T实际⽓隙= 0.5 * 理论⽓隙（因为磁通路经过⽓隙两次）所有低损耗铁芯的其他尺⼨都是⾆宽的函数对于交错铁插芯的变压器来说，⽓隙为0低损耗铁芯的⾆宽⼀般有20mm，25mm，28mm，32mm，38mm，44mm，50mm，62.5mm注意：理论计算的⾆宽为50.45mm，所以选⽤50mm⾆宽的铁芯是适合的。
推挽式电源的设计..
推挽电路适用于低电压大电流的中小功率场
合，广泛应用于功放电路和开关电源中。 它的优点是： 结构简单，开关变压器磁芯利用率高，推Байду номын сангаас 电路工作时，两只对称的功率开关管每次只 有一个导通，所以导通损耗小。
。
缺点是：
变压器带有中心抽头，而且开关管的承受电 压较高；由于变压器原边漏感的存在，功率 开关管关断的瞬间，漏源极会产生较大的电 压尖峰，另外输入电流的纹波较大，因而输 入滤波器的体积较大，存在变压器的偏磁现 象。偏磁严重时会导致变压器磁心单向饱和， 致使原边绕组瞬时过流，损毁功率器
(1)
由滤波电感的滤波作用使两个二次侧绕组 电流最大值差别较小，每个二次绕组与相应 一次绕组的磁动势受到牵制。（每个二次绕 组磁动势接近于两个一次绕组磁动势的平均 值）。 4) 推挽电路的全部时间都被强制箝位，没有 像单端电路那样的负电压面积自动和正电压 面积相平衡的时间上和电压上的自由度。
结构复杂，成本高，有直 通问题，可靠性低，需要 几百W~几百kW 复杂的多组隔离驱动电路 有直通问题，可靠性 低，需要复杂的隔离 驱动电路
几百W~几kW
有偏磁问题
几百W~几kW
低输入电压的电 源
全波整流和全桥整流
2）全桥电路的特点 优点：二极管在断态承受 的电压仅为交流电压幅值， 变压器的绕组简单。 缺点：电感L的电流回路 中存在两个二极管压降， 损耗较大，而且电路中需 要4个二极管，元件数较多。 适用场合：高压输出的情 况下。
推挽电路的工作波形
输入输出电压的关系
当滤波电感L的电流连续时：
Uo Ns Ton Ui Np T
Ton为两个开关管导通时间之和
正激类(全桥、半桥、推挽、正激)变压器计算
2、 由电路参数计算以下值: 磁通摆幅： Δ B = 3、 试选磁芯型号： 更多选择 磁芯型号： 类型/厂家： E型/TDK 可输出功率： 20.01115062 EE25.4-Z 27 0.336 T 开通时间： Tonmax = 14 μ s 选择常用磁芯 Ae(cm2) 0.403 AＷ(cm2) 0.425 ｌＷ(cm) 4.94 ｌｅ(mm) 48.7
1.414 A W k W j 原边方波 Idc= 电流峰值 4 DN p Wt(g/对) 10 窗口长(mm)
Ve(cm3)
1963
ｌｅ/Ae(mm-1) 1.208436725
1、变压器原边最小输入电压：Vpmin=NpΔ BAe/Tonmax(电磁感应定律，Np：原边匝数)
适合营销广告管理公务员会计师建造师金融师经济师教师学生家长职员研究生养生家艺术家自然及社会学者娱乐者等各种人士阅读下载分享或收藏
2 正激类（全桥、半桥、推挽、正激）变压器计算 1、 确定电路参数: 电路拓扑： 全桥 半桥 推挽 正激 工作频率： 电流密度： fT = 31.25 kHz j = 4 A/mm2 占 空 比： 预估效率： Dmax = 0.875 η = 0.92 最大磁密： Bmax = 0.168 T 填充系数： kW = 0.4
W推挽变压器设计
150W推挽变压器的设计（B m<B s/3,B s=5100G s）1.高频变压器设计的要求：输入电压Uin=12V~15.5V输出电压Uo=350V输出功率Po=150W（2倍过载正常工作5s）工作频率fs=50kHz，工作周期Ts=1/f=20μs效率η=90%Step1.磁芯型号的选取AP=2T TT T T x108?T∗T∗T T∗T TTT∗TTT4式中：Ton=DmaxxT=0.45x20x10-6s=9x10-6sPo=150W最大工作磁密Bm=Bs/3,Bs=5100Gs,而△B=2Bmη=0.9Kc=1，为铁的填充系数Kwin=0.3，为变压器的窗口填充系数J=300A/cm2可得：AP=0.98cm4,AP=AwXAe。
Aw为磁芯窗口面积；Ae为磁芯有效截面积。
考虑EE32型号的磁芯，该磁芯的AP=1.254cm4，故选取EE32型号的磁芯。
Step2.原副边绕组匝数的确定a．原边绕组匝数：T1=T TTTTT TT TTTΔB∗10−4∗2T T∗10−4=1.91选取N1=2.式中：U inmin =12V ，T=20*10-6s ，Dmax=0.45,△B=2*1700Gs,Ae=0.83cm2 b.匝比设变压器原边两绕组匝数均为N1，变压器副边总匝数为N2，则定义匝比为n=N2/N1。
考虑副边整流二极管的导通压降及输出滤波电感的电阻，有n=T T +T T +T TTT TTTTT ∗T TTT ∗12=350+3+0.512∗0.45∗12=32.73(原边两个绕组) 选取n=33，N2=66。
校验实际工作的最大和最小占空比D maxreal ,D minreal 。
在低压输入满载时电路工作在最大占空比：T max TTTT =(T T +T T +T TT )∗0.5T TTTTT ∗T 2/T 1=0.446 在高压输入满载时电路工作在最小占空比：T min TTTT =(T T +T T +T TT )∗0.5T TTTTT ∗T 2/T 1=0.346 可见最大和最小占空比都在合适的工作范围内。
推挽输出变压器的设计(Turner)-第五页V1.00
译者声明：本人仅为业余爱好者，翻译内容也许有误，如有任何建议，请跟帖；此翻译仅作学习用途，并为了坛友阅读方便做出了些本人认为合适的改动；本人无任何侵犯版权的意图，如作者或任何人认为此举不妥，请接受本人诚挚的道歉，并会立即将其从网上删除。
推挽输出变压器设计（于2011年重新编辑）原作者：Turner译者：中泽洋造第四页：有次级抽头的变压器1.A1类或AB1类三极管推挽Fig 29. 6550和300B三极管接法特性曲线2.深入理解三极管特性曲线Fig 30. 6550三极管接法特性曲线3.计算适用于OPT-2A三极管接法AB1类输出的最低屏-屏负载OPT-2A变压器最大AB1类输出Fig 31. 一对6550三极管接法推挽输出级输出功率随屏-屏负载而变的曲线4.计算最小屏-屏负载RLa-a时的最大AB1类输出功率5.计算最大纯A类输出功率时的屏-屏负载RLa-a6.计算三极管接法最大A1类推挽输出功率7.计算三极管接法适中屏-屏负载8.计算适中RLa-a时的输出功率9.有关三极管输出级设计的结论14T.计算铁芯中心截面积15T.计算舌宽，T16T.计算理论叠厚17T.确认铁芯尺寸18T.计算初级理论匝数，thNp19T.计算理论初级线径，thPdia20T.从线径表里选择最合适的漆包线21T.计算线包实际宽度22T.计算初级每层理论匝数23T.计算理论初级层数24T.计算实际初级匝数25T.计算平均每匝线圈周长，TL26T.计算初级铜阻27T.计算在适中屏-屏负载RLa-a下的铜损28T.铜损是否高于3.0%29T.选择绕组结构正文（第五页）适用于三极管或三极管接法的推挽输出级，A1类或AB1类，OPT-2A55.A1类或AB1类三极管推挽我们将适用于三极管的输出变压器叫做OPT-2A。
此变压器适用于6550或KT88三极管接法推挽输出级，屏压为500V，静态屏流为50mA，其他方面与OPT-1A相同。
1kW推挽升压开关电源设计
1kW推挽升压开关电源设计张维强;李永建;薛刚;曹磊【摘要】介绍一款以SG3525为主控芯片,采用推挽拓扑结构,利用高频变压器对12V直流进行隔离升压的开关电源;通过SG3525控制器产生高频脉宽调制(PWM)波,控制开关管通断,对输入信号进行升压整流.推挽电路中加入了有源钳位电路,可以减少开关管的漏极尖峰.变压器的设计利用初级并联次级串联方式来提高整机的效率.并设计了电池过压、欠压、过流、过热等保护电路.经仿真和实验验证该开关电源具有效率高、可靠性高、电路简单、电磁干扰小等优点.【期刊名称】《河北工业大学学报》【年(卷),期】2016(045)005【总页数】9页(P7-15)【关键词】推挽升压;SG3525;脉宽调制;保护电路【作者】张维强;李永建;薛刚;曹磊【作者单位】河北工业大学电磁场与电器可靠性省部共建重点实验室,天津300130;河北工业大学电磁场与电器可靠性省部共建重点实验室,天津300130;河北工业大学电磁场与电器可靠性省部共建重点实验室,天津300130;河北工业大学电磁场与电器可靠性省部共建重点实验室,天津300130【正文语种】中文【中图分类】TM61车载供电、光伏电池一般为直流12 V（或24 V）左右．为了能向后级用电电器提供电能，需要前级高效的升压变换器，通常采用推挽式拓扑结构[1]．推挽式电路具有驱动电路简单、开关变压器磁芯利用率高、输出电流瞬态响应速度高，电压输出特性好等优点．但是由于器件的参数和驱动电路脉冲宽度不容易保证其一致性，容易造成变压器的磁芯偏磁，而且变压器带有中心抽头，开关管的承受电压较高；由于变压器原边漏感的存在，功率开关管关断的瞬间，漏源极会产生较大的电压尖峰[2]，另外输入电流的纹波较大，因而输入滤波器的体积较大．为了消除开关管的电压尖峰和提高整机效率，在传统的推挽变换器中加入了有源钳位电路和变压器的设计改用初级并联次级串联方式[3]．考虑汽车内恶劣的工作环境对开关电源的电气性能、空间大小、抗干扰能力和安全性都有较高的要求，因此提高开关电源的前级升压的效率显得及其重要．本文设计了一款1 kW 的推挽升压开关电源，对其设计的电路进行参数设计和实验，为了保证可靠性，还进行了电池的过压、欠压、过流和过热保护的设计．比较典型的推挽式变换器电路[4]，如图1所示．该变换电路结构紧密、容易驱动，且高频变压器为双向励磁．在控制电路PWM波信号的驱动下，VT1、VT22个开关管不断交替通断，将直流输入电压变换成交流高频脉冲电压，再经整流滤波将脉冲交流变为直流高压．图中N1=N2，2个开关管VT1、VT2在驱动电路激励PWM波信号的控制下交替通断，将输入的直流电压变换成高频交流的电压，再经整流滤波变为所需要的直流电压．在变压器的原边，推挽电路有2个开关管VT1和VT2，2个原边绕组N1和N2，在变压器的副边有绕组N3，全桥整流二极管VD1～VD6，及输出滤波电感为L1，输出滤波电容为C3，负载为R．其中VD1、VD2分别为2个开关管寄生的反并二极管，C1、C2分别为2个开关管寄生的结电容．首先分析推挽升压主电路的工作原理．在进行分析前，假定所有的功率器件都是理想型器件，即VT1、VT2能瞬时开通和关断，每个功率开关管内部自带的二极管VD1、VD2均为理想二极管．2个开关管每个工作周期为T，导通时间均为Ton，占空比均为：D=Ton/T．在变压器输出交流电压的1个周期内，电路工作模态主要有如下4种[5]：1）模态1[t0t1]在t0时刻，VT1导通，VT2截止，Uin通过VT1加到变压器的初级绕组N1上．二极管VT3、VT6导通，电感电流经过变压器副边绕组、滤波电容C3及负载R，电感电流逐渐增大．由于变压器的作用，因此将有2倍的输入电压（2Uin）施加到截止的开关管VT2上．此模态等效电路如图2所示．2）模态2[t1t2]当激励消失时，即t1时刻，VT1、VT2管均截止．其集电极施加的电压均为输入电压Uin．变压器初级绕组中的电流为0，电感L通过4个二极管续流，每个二极管流过的电流为电感电流的一半，电感电流下降．3）模态3[t2t3]在t2时刻，VT2导通，VT1截止，Uin通过VT2加到变压器的初级绕组N2上．二极管VT4、VT5导通，电感电流经过变压器副边绕组、滤波电容C3及负载R，电感电流逐渐增长．由于变压器的作用，因此截止的开关管VT1上也将有2倍的输入电压（2Uin）．此模态等效电路如图3所示．4）模态4[t3t4]在t3时刻，VT1截止，VT2截止，此模态同模态2．推挽升压电路的工作过程中，当其中只有1个开关管关断时，其漏源极之间的电压将为2倍的输入电压（2Uin），从图4所示的波形中也可看出．在开关管加入死区时间是为了避免烧坏开关管，以防同时导通．在推挽电路中2个开关管即使都不导通，在导通前流过整流二极管的电流不能立即消失，会在变压器副边出现类似短路的电流，在开关管导通瞬间，如果这个电流没有消失，再通过变压器电感耦合，这个短路电流流经开关管会在其两端形成1个电流尖峰．在开关管由导通转向截止时，由于变压器原边侧漏感和引线等效电感的存在，漏感两端的电流不能立即突变，产生很高的反向感应电动势直接作用在开关管漏源极两端，形成较大的电压尖峰．此时开关管漏极电压就不仅仅是输入电源电压，也包括了漏感两端电压，如果在另1个开关管导通前，漏感储存的能量在死区时间内没有完全释放，这样就形成了电压尖峰．通过分析开关管漏源极出现的尖峰，在推挽电路变压器的原边绕组侧并入了1个开关管VT3，为了防止VT3寄生二极管的导通，电路还加入2个二极管D1和D2，其中VT3只在VT1、VT2死区时间内导通．这样VT1、VT2漏极的尖峰就限制在D1、D2和VT3的压降之和，然而这个压降很小，漏感的尖峰的能量也能释放回输入电池电源和C4．对于采用低电压大电流电池供电的应用场合，这种电路的损耗更小，效率更高，因为漏感的储能比较小，所以在VT3选型时可选择较小的额定电流，从而节约了成本．改进的电路图如图5所示．在推挽电路连续工作的周期中，由于2个对称的开关管每次只能有1个导通，因此开关管的导通效率高、损耗小．又因为变压器采用的双端方式工作，体积相对而言很小，磁芯利用率也较高．因此在低压输入大功率的升压系统中应用越来越广泛．2.1 系统组成及工作原理整个系统主要由5部分组成，包括输入电源、两路对称的推挽控制电路、全桥整流滤波电路、直流母线反馈稳压电路和保护电路[6]，如图6所示．在PWM波的控制下，两路对称推挽电路在变压器副边侧串联输出360 V的交流脉冲，再经整流滤波后生成330 V的直流电，稳压控制电路是将输出的高压直流采样后，与参考电压比较，经光耦隔离将比较结果反馈到SG3525芯片中，调节占空比来进行稳压控制．图6中VT1～VT4为MOSFET开关管，型号为RU190N08Q，VT1、VT3与VT2、VT4为两路信号，在SG3525输出的PWM信号控制下交替导通．占空比调节是通过外围电路采样比较电压输入到SG3525进行调节的．2.2 高频变压器设计高频变压器在电路中起着升压隔离和能量传递的双重作用，是系统至关重要的一部分．推挽电路中的高频变压器为双向励磁方式，变压器的利用率比较高，考虑到冗余设计其主要参数为：输入电压：12 V；输出电压：360 V；输出功率：1 000W；工作频率：50 kHz；额定输出电流：5 A；变压器器效率：85%．在变压器设计中，采用2个变压器初级并联次级串联结构[7]，此结构不仅保持了每个变压器电路的优点而且变压器匝数比也将减为原来单个变压器时的一半，且串联输出的电压与原来一样．另外由于匝数比减小，这样能较好的解决初级和次级的耦合问题，也能减小变压器损耗，有利于功率的输出．当输出功率相等时，流过变压器初级和功率开关管的电流都会减少一半，每个变压器的初级铜耗和每个开关管的导通损耗都将减为原来的四分之一，所有变压器的初级铜耗和所有开关管的导通损耗也将减为原来的一半，这样不仅有助于减少开关管的电流尖峰，而且有效的提高了变压器的效率．变压器参数如下：变压器输入电压Uin=12 V，输出电压V0=180 V，额定输出电流I0=5 A，二极管的压降Vdf=0.6 V，变压器效率为=85%，因此每个变压器的输出功率为可以取磁芯磁通密度Bw=0.1 T，线圈导线电流密度J=KjAwAeX，其单位为A/cm2，Kj，X为温度参数值，分别取值为366、 0.12，窗口使用系数为K0=40%，Kf为波形系数，取常数4．变压器的工作频率fs=50 kHz，变压器的磁芯类型可根据磁芯的窗口面积Aw和磁芯的有效面积Ae来确定．其AP的表达式为[8]由公式(2)可以看出，选取EE55或EI60磁芯都可满足要求，这里选择EE55磁芯，其中Aw=386.34mm2、Ae= 354.00mm2．将Aw、Ae的值带入式3可求得电流密度为绕组线径和匝数计算如下．初级绕组线径面积：初级绕组匝数计算：次级绕组线径面积：次级绕组匝数计算：考虑初级绕组的匝数较少，为了减少漏感，采用1.4mm线径的漆包线20股并绕的方法．次级采用0.8mm线径的漆包线2股并绕的方法．并在缠绕的过程中要注意初、次级绕组紧密耦合．3.1 DC/DC控制电路与驱动电路设计3.1.1 控制电路设计SG3525是一种功能全、性能好的电压控制芯片，双通道推拉输出来直接驱动开关管．其内部含有软启动控制电路、欠压锁定电路，具有频率和死区时间都可调的特点．还有过流保护功能，同时也能提供最大占空比为49%的脉宽控制．由于它简单、可靠及使用方便灵活，大大简化了脉宽调制器的设计及调试，因而被广泛应用于开关电源的控制电路中．脚16为SG3525的基准电压源输出，精度可以达到（5.1±1%）V．5、6、7脚外接的定时电阻电容电路构成了SG3525的振荡器，其中5和7端外接的电阻可改变死区时间．本设计取CT=2 200 pF（222），RT=12 k，RD=47，经计算振荡器输出频率为50 kHz左右，，所以11、14脚输出两路互补的PWM波得频率为25 kHz，符合设计要求．8引脚上外接1个10 V/10F的软启动电容，该引脚为高电平时，芯片才开始工作．l、2、9脚及其外围电路构成PI调节电路．当直流母线电压偏高时，经TL431稳压源中的基准电压与R14、R15分压取得的采样电压与进行比较，阴极处形成的误差电压使LED的工作电流发生改变，再经光耦PC817隔离可使脚1、脚9的电压和电流改变，经SG3525芯片内部电路运算，使脚11、14输出的占空比下降，从而使直流母线输出电压维持稳定[9]．SG3525芯片的外围电路及直流母线稳压控制电路如图7中所示．3.1.2 驱动电路设计为提高电路的效率及功率器件工作的可靠性，需要设计驱动电路来放大控制电路输出的信号．对于开关电源而言，驱动电路作为控制电路和功率电路的接口，起着极其重要的作用，所以需要优化设计开关电源的驱动电路[10]．其中驱动电阻计算原则为：一是在开关管开通瞬间，驱动回路中的驱动电阻必须有足够大的阻尼来阻止驱动电流的震荡；二是防止开关管关断时漏源极间产生很大的使得开关管再次误开通，应当尽量减小关断时驱动电路的电阻．图8是由三极管8050、8550构成的图腾柱驱动电路结构图，驱动信号经过图腾柱电路放大后，再经过1个驱动电阻Rg对开关管驱动．其中Rg是三极管图腾驱动与开关管之间加的下拉电阻，为保证开关管的驱动能力和安全，一般取值为1～10 k．Lk是驱动回路的感抗，Rpd为开关管栅源极的下拉电阻（一般取10～100 k），开关管导通后，下拉电阻Rpd可以为开关管栅极积累的电荷提供泄放回路．Cgd，Cgs，Cds为开关管的3个寄生电容，这里暂不考虑开关管开关瞬态它们对电路的影响．在驱动电阻Rg两端反并联1个二极管Doff，可防止开关管的误开通，若开关管由导通转为截止时，截止电流就会流过二极管，由于开关管的门槛电压一般为2.5 V以上，而此时开关管两端电压仅为二极管导通压降（0.7 V），完全不足以使开关管再次导通．3.2 保护电路设计在车载逆变器的设计中电池欠压保护，过压保护，过流保护以及过热保护必不可少[11]，它们是系统能安全可靠的运行保障，保护电路选用具有两路差动输入运放LM 393，+12V电源供电．将采集的电池电压信号接入到由LM 393芯片搭建的比较器中，比较器的输出端与 SG3525的 10脚（shut_down）连接．当系统发生欠压、过压、过流、过热等不正常现象时，运放LM 393比较器的同向输入就会大于反向输入，从而输出高电平，触发反馈保护电路使SG3525的10脚也升为高电平，关断PWM信号输出使系统立刻停止工作，当系统达到正常值时才重新工作．该保护电路也进行了合理的参数设计，其中电池欠压和过压保护极值分别为9.8 V 和15.8V，若车载电池电量过低，系统也会报警．为了避免在开机时输入电源不稳定，在欠压端加入了延时RC电路．保护电路示意图如图9所示．4.1 仿真结果为了验证理论分析，在Matlab/simulink环境下进行系统建模，对推挽升压变换器进行了仿真验证．仿真基本参数如下：Uin=12 V，U0=360V，f=50 kHz，D=0.45，C=580F，L=1mH，R=150．其中开关管选为MOSFET，整流电路为单相全桥整流电路，整流器件选为不可控整流二极管；滤波电路采用LC低通滤波器[12]；输出端接纯阻性负载．分别对开关管的触发脉冲波形和高频变压器输出的交流脉冲电压波形进行了测试．仿真结果如图10、图11所示，由图可见，仿真结果与理论分析一致．4.2 实验结果根据上述分析，制作了1台1 kW推挽升压变换器样机，并对样机系统的性能进行了测试．实验数据如下：Uin=12V，U0=360V，f=50 kHz，其中输入滤波电容采用4只4 700F/25V高频电解电容并联，输出滤波电容采用2只330F/450V 高频电解电容并联，输出滤波电感L=1 000H．其中功率开关管的电压波形如图12所示，单变压器与双变压器对应不同功率下的效率曲线图如图13所示．由图12的波形中可以看出，功率开关管漏源级两端承受的最大电压约为2倍的输入电压，由于钳位电路的存在，虽然有一定的电压尖峰，尖峰已经得到了有效地抑制．由图13可知，当输入电压12V时，满载效率为90.3%；当输出功率为800W左右时，最高效率可达92%左右．并且当输入电压为12 V时，双变压器的效率要比单变压器的效率（图中最下面曲线）高2%～3%．这主要得益于推挽升压电路中变压器的初级串联、次级并联的连接方式以及在制作过程中绕组紧密的缠绕，这样有效抑制了开关管电压尖峰，减少了变压器的漏感和初级铜耗以及开关管的导通损耗，从而提高了整个升压变换器的效率．目前车载逆变电源需求量不断增大，虽然车载电源在输出波形和拓扑结构方面已经很成熟，但目前整机效率和控制保护等方面有待提高，也是当今研究的热点．要想提高整机的效率，必须先保证前级升压的高效率，本文通过分析和验证，在直流推挽电路中通过加入钳位电路和双变压器结构，降低了功率开关管的导通损耗和变压器的初级铜损，提高了变换器的效率．这种电路在低压输入大功率的升压系统中有极大的应用价值．【相关文献】[1]任士康．500W车载逆变电源的研究与设计 [D]．兰州：兰州理工大学，2014．[2]Shen ZJ，Xiong Y L，Cheng X，et al．Power MOSFET switching loss analysis：A new insight[C]//IEEE Industry Applications Conference Forty-First IAS Annual Meeting，2006：1438-1442．[3]Wu T F，Hung J C，Tsai J T，et al．An active-clamp push-pull converter for battery sourcing applications[J]．IEEE Transactions on Industry Applications，2008，44（1）：196-204．[4]李永建．适用于风能太阳能互补的正弦波逆变电源研制 [D]．天津：河北工业大学，2007．[5]李可．2400W推挽正激电路的设计 [J]．电源技术应用，2010，13（7）：32-36．[6]吴建进，魏学业，袁磊．一种推挽式直流升压电路的设计 [J]．电气自动化，2011，33（2）：54-56．[7]张辉，邓嘉，马皓．一种双变压器串联谐振软开关推挽电路 [J]．电力电子技术，2008，42（6）：28-29．[8]Pressman A I，Billings K．开关电源设计 [M]．王志强，译．北京：电子工业出版社，2010．[9]Qin H，Kimball J W．Closed-loop control of DC-DC dual-active-bridge converters driving single-phase inverters[J]．IEEE Transactions on Power Electronics，2014，29（2）：1006-1017．[10]熊英英．车用低压大电流MOSFET模块驱动与保护研究 [D]．北京：北京交通大学，2012．[11]付瑶，谭智力，于珊．基于SG3525控制的车载逆变电源设计 [J]．中国测试，2015，41（1）：77-88．[12]俞杨威，金天均，谢文涛，等．基于PWM逆变器的LC滤波器 [J]．机电工程，2007，24（5）：50-52．。
设计变压器的基本公式
设计变压器的基本公式————————————————————————————————作者: ————————————————————————————————日期:ﻩ设计变压器的基本公式为了确保变压器在磁化曲线的线性区工作，可用下式计算最大磁通密度(单位:T）ﻫﻫＢｍ=(Up×104)/ＫfNpScﻫ式中:Up——变压器一次绕组上所加电压(V)ﻫﻫf——脉冲变压器工作频率(Hz）Np——变压器一次绕组匝数（匝)ﻫﻫＳc——磁心有效截面积(cm2)K——系数,对正弦波为4.44，对矩形波为4.0ﻫﻫ一般情况下,开关电源变压器的Bm值应选在比饱和磁通密度Ｂｓ低一些。
ﻫ变压器输出功率可由下式计算(单位：Ｗ)Po=1．１6BmｆjＳcSｏ×１0-5式中：j——导线电流密度（A/mm2）Ｓｃ——磁心的有效截面积(ｃｍ2)ﻫSo——磁心的窗口面积(ｃm２）ﻫ３对功率变压器的要求ﻫ（1)漏感要小ﻫﻫ图9是双极性电路（半桥、全桥及推挽等）典型的电压、电流波形,变压器漏感储能引起的电压尖峰是功率开关管损坏的原因之一。
ﻫ图9双极性功率变换器波形ﻫ功率开关管关断时电压尖峰的大小和集电极电路配置、电路关断条件以及漏感大小等因素有关，仅就变压器而言，减小漏感是十分重要的。
ﻫ(2）避免瞬态饱和ﻫ一般工频电源变压器的工作磁通密度设计在B－Ｈ曲线接近拐点处，因而在通电瞬间由于变压器磁心的严重饱和而产生极大的浪涌电流。
它衰减得很快，持续时间一般只有几个周期。
对于脉冲变压器而言如果工作磁通密度选择较大，在通电瞬间就会发生磁饱和。
由于脉冲变压器和功率开关管直接相连并加有较高的电压，脉冲变压器的饱和，即使是很短的几个周期，也会导致功率开关管的损坏，(3）这是不允许的。
所以一般在控制电路中都有软启动电路来解决这个问题。
ﻫﻫ要考虑温度影响ﻫ开关电源的工作频率较高,要求磁心材料在工作频率下的功率损耗应尽可能小,随着工作温度的升高,饱和磁通密度的降低应尽量小。
变压器推挽式功率变换电路
变压器推挽式功率变换电路是一种常见的电力电子变换器，它通过推挽式的变压器结构实现功率的转换。
以下是这种电路的基本工作原理和特点：
工作原理：
推挽式功率变换电路中，有两个功率开关器件（通常为晶体管或绝缘栅双极晶体管）交替导通，以实现正负脉冲的输出。
变压器则被配置为两个次级线圈，一个正向连接，另一个反向连接。
当一个功率开关器件导通时，相应的次级线圈产生正向电压；而当另一个功率开关器件导通时，相应的次级线圈产生反向电压。
这样，在变压器的输出端就可以得到一个完整的交流电压波形。
电路特点：
1. 推挽式变换器不需要进行磁复位，因为它的两个次级线圈是相互抵消的。
因此，这种变换器的结构相对简单，不需要额外的磁复位电路。
2. 由于变压器是双向工作的，所以它的磁芯利用率相对较高。
这也意味着在同样的功率条件下，推挽式变换器的体积较小。
3. 推挽式变换器的开关频率是单端正激或反激式变换器的两倍，所以其铁芯的磁化特性是双向的。
这使得变压器的设计相对于单端正
激或反激式变换器更为复杂。
4. 推挽式变换器的两个开关管是交替工作的，所以它们的电流应力是平均的。
这使得推挽式变换器在开关管的选择上具有更大的灵活性。
以上就是变压器推挽式功率变换电路的基本工作原理和特点。
在实际应用中，由于其结构简单、效率高、可靠性好等优点，这种电路广泛应用于各种电源供应器和电机控制系统中。
推挽式变压器设计
推挽式变压器设计前言推挽式变压器的设计分为AP法和KG法两种设计方法，这两种设计方法都是以几何参数进行设计，主要区别在于，KG 法是AP的基础上考虑了电压调整率，即加入电压调整率参数。
下面是两种方法设计流程：第一：计算视在功率：PT=Po(1+1/G)1.414式中的PT 是视在功率，Po是输出功率，G是变压器的能量传递效率，第二：计算KE：KE=0.145Kf^2Fs^2Bw^2 x 10^-4式中Kf是波形因素，方波为4，正弦波为4.44，Fs是开关频率，Bw磁通密度。
第三：计算KG：KG=PT/2aKe式中a 是电压调整率磁环KG用以下公式进行计算：KG=Ae^2AwKo/MLT式中的Ae是芯的有限面积，Aw 是芯环的有限面积，MLT是每匝线圈的长度。
第四：根据KG值选择磁环的大小。
第五：计算AP：如果是KG法设计变压器，不用这一步。
AP=(PT x 10^4/KoKfFsBWKj)^1/1+x式中Ko是变压器窗口使用系数。
Kj是电流密度比例系数，X 是磁芯类型常数第六：根据AP值选技磁环的大小，如果是使用KG法，不用这一步。
第七：计算原边线圈数：NP=Vs x 10^4/KfFsBWAe式中的NP为原边线圈数，Vs是最小输入电压。
第八：计算原边峰值电流Ip=Po/VsG第九：计算电流密度：J=PT x 10 ^4/KoKfFsBwAp第十：计算原边线圈的线经：Axp=Ip/J如果是全波整流Ip需要按0.707进行折算。
公式如下：Axp=0.707Ip/J第十一：根据Axp值选择导线规格：第十二：计算原边线圈阻值：Rp=NpMLT UR/CM x 10^-6第十三：计算铜损：Pcup=IpRp第十四：计算副边线圈数：Ns=(V oNp/Vs)(1+a/100);第十五：计算副边线圈线经：Axs=Io/J式中的Io的是输出电流：如果是全波整流，需要按0.707折算。
Axs=Io x 0.707 / J第十六：根据Axs值选择副边线圈的导线规格。
推挽输出变压器的设计(Turner)-第三页V1.00
译者声明：本人仅为业余爱好者，翻译内容也许有误，如有任何建议，请跟帖；此翻译仅作学习用途，并为了坛友阅读方便做出了些本人认为合适的改动；本人无任何侵犯版权的意图，如作者或任何人认为此举不妥，请接受本人诚挚的道歉，并会立即将其从网上删除。
推挽输出变压器设计（于2011年重新编辑）原作者：Turner译者：中泽洋造第三页：继续设计OPT-1A1.选取绕组结构Fig 10. 假想的同心绕组变压器的横截面图Table 2, 3, 4, 5, 不同推挽变压器的绕组结构2.选择绝缘层厚度Table 6. 绝缘厚度VS电压3.列出所有绝缘层Fig 11. 带有阴极负反馈绕组的OPT-1A绕制图4.计算初级绕组+绝缘层的总厚度5.计算次级理论最粗线径6.寻找合适的实际次级线径7.计算理论次级每层/段匝数Table. 匝比和阻抗转换比表格8.选择次级分段安排Fig 12，次级分2段Fig 13，次级分3段Fig 14，次级分4段Fig 15，次级分5段Fig 16，次级分6段Fig 17，4A方案细则Table. 匝比和阻抗转换比表格Fig 18，4C方案细则Table. 匝比和阻抗转换比表格Fig 19，4C方案接线细则Fig 20，4A方案接线细则单一输出匝比的方案9.计算次级铜损10.计算总铜损11.计算线包总厚度12.画出绕制安排的草图Fig 21，OPT-1A，超线性接法方案Fig 22，OPT-1A，负反馈绕组方案Fig 23，OPT-1A，绕制方案13.计算适中屏-屏阻抗RLa-a时的铁芯低频饱和频率有许多注意点和计算公式15.在推挽变压器中加入部分气隙、Fig 25，气隙的影响16.计算漏感漏感够低了吗？检查的2种方法17.计算分布电容。
12步的检测方法，有许多注意点和计算公式。
正文（第三页）30.选取绕组结构对于很多没有多少绕制宽频变压器经验的读者和设计者们来说，选取何种绕组结构绝对是一个千古难题。
推挽式高频变压器设计
供一．电磁学计算公式推导：1．磁通量与磁通密度相关公式：Ф = B * S⑴Ф ----- 磁通(韦伯)B ----- 磁通密度(韦伯每平方米或高斯) 1韦伯每平方米=104高斯S ----- 磁路的截面积(平方米)磁通密度磁通密度是磁感应强度的一个别名。
垂直穿过单位面积的磁力线叫做磁通量密度，简称磁通密度，测量主机侧板底部磁通密度它从数量上反映磁力线的疏密程度。
磁场的强弱通常用磁感应强度“Ｂ”来表示，哪里磁场越强，哪里Ｂ的数值越大，磁力线就越密。
按照国际单位制磁感应强度的单位是特斯拉，其符号为T：磁感应强度还有一个过时的单位：高斯，其符号为G：1 T = 10000 G。
这个符号在技术设施中还广泛使用。
通常条形磁铁两极附近的磁感应强度大约是几十到几百高斯。
在处理与磁性有关问题时，除了要用到磁感应强度外，常常还要讨论穿过一块面积的磁力线数目，称做磁CPU附近磁通密度通量，简称磁通，有Φ 示。
磁通量的单位是韦伯，用Wb表示，以前还有麦克斯韦有Mx表示。
如果磁场中某处的磁感应强度为Ｂ，在该处有一块与磁通垂直的面，它的面积为Ｓ，则穿过它的磁通量就是Φ = BS式中磁感应强度Ｂ的单位是高斯（Ｇs）；面积Ｓ的单位是平方厘米；磁通量的单位是麦克斯韦（Mx)。
磁通量的简介公式：Φ=BS，适用条件是B与S平面垂直。
当B与S存在夹角θ时，Φ=B*S*cosθ。
Φ读“fai”四声。
单位：在国际单位制中，磁通量的单位是韦伯，符号是Wb，1Wb=1T*m^2;=1V*S，是标量，但有正负，正负仅代表穿向。
意义：磁通量的意义可以用磁感线形象地加以说明．我们知道在同一磁场的图示中，磁感线越密的地方，也就是穿过单位面积的磁感线条数越多的地方，磁感应强度B 越大．因此，B越大，S越大，穿过这个面的磁感线条数就越多，磁通量就越大．B与S平面不垂直的情况磁通量通过某一平面的磁通量的大小，可以用通过这个平面的磁感线的条数的多少来形象地说明。
推挽输出变压器的设计（Turner）-第四页V1.00
推挽输出变压器的设计（Turner）-第四页V1.00译者声明：本⼈仅为业余爱好者，翻译内容也许有误，如有任何建议，请跟帖；此翻译仅作学习⽤途，并为了坛友阅读⽅便做出了些本⼈认为合适的改动；本⼈⽆任何侵犯版权的意图，如作者或任何⼈认为此举不妥，请接受本⼈诚挚的道歉，并会⽴即将其从⽹上删除。
推挽输出变压器设计（于2011年重新编辑）原作者：Turner译者：中泽洋造第四页：有次级抽头的变压器47.次级抽头法48.计算所需阻抗变⽐和次级匝数Fig 26，输出功率曲线（三个不同次级匝数）阻抗匹配49.计算次级可⽤窗⼝厚度50.计算次级理论最⼤线径决定次级每段的层数计算线圈总厚度Fig 27. OPT-1BTS的绕制⽅案结论与4个最佳补救⽅案Fig 28. OPT-1ATS的绕制⽅案51.计算适中负载时的总铜损52.对⽐次级抽头与不抽头时的铜损53.对⽐抽头与不抽头⽅案的漏感54.抽头变压器的分布电容正⽂（第四页）47.次级抽头法采⽤次级抽头适应不同扬声器阻抗的变压器在此编号为OPT-1ATS，同样⽤于⼀对6550或KT88的推挽输出级，屏压500V，静态屏流为每管50mA，所有⼯况都与OPT-1A变压器的相同。
除了使⽤分段次级，通过排列组合得出合适阻抗变⽐之外，我们还可以在次级抽出不同的抽头来适应不同扬声器阻抗，此时便不需要⽤烙铁来改变输出端⼦的额定阻抗了。
此时变压器除了次级线圈两端之外可以抽出两个左右的抽头，⼀共四条输出线连⾄输出端⼦上，⽽输出端⼦⼀般标为Common / 0V，4Ω，8Ω，16Ω。
不少放⼤器只有Com，4Ω，8Ω三个端⼦。
注意：铁芯⼤⼩和初级匝数会与OPT-1A完全相同。
48.计算所需阻抗变⽐和次级匝数OPT-1ATS的初级匝数与OPT-1A相同，都是2320TOPT-1ATS有四个扬声器输出端⼝，其中⼀个是Com端，与地线相连。
其他3个端⼦是4Ω，8Ω和16Ω端⼦。
有抽头的次级是⼀个不可调整的次级，多段次级都有相同位置的多个抽头，最后并联以获得合适的扬声器阻抗匹配。
推挽式开关电源变压器参数的计算【最新版】
推挽式开关电源变压器参数的计算推挽式开关电源使用的开关变压器有两个初级线圈，它们都属于励磁线圈，但流过两个线圈的电流所产生的磁力线方向正好相反，因此，推挽式开关电源变压器属于双激式开关电源变压器;另外，推挽式开关电源变压器的次级线圈会同时被两个初级线圈所产生的磁场感应，因此，变压器的次级线圈同时存在正、反激电压输出;推挽式开关电源有多种工作模式，如:交流输出、整流输出、直流稳压输出，等工作模式，各种工作模式对变压器的参数要求会有不同的要求。
1-8-1-4-1.推挽式开关电源变压器初级线圈匝数的计算由于推挽式变压器的铁心分别被流过变压器初级线圈N1绕组和N2两个绕组的电流轮流进行交替励磁，变压器铁心的磁感应强度B，可从负的最大值-Bm，变化到正的最大值+Bm，因此，推挽式变压器铁心磁感应强度的变化范围比单激式变压器铁心磁感应强度的变化范围大好几倍，并且不容易出现磁通饱和现象。
推挽式变压器的铁心一般都可以不用留气隙，因此，变压器铁心的导磁率比单激式变压器铁心的导磁率高出很多，这样，推挽式变压器各线圈绕组的匝数就可以大大的减少，使变压器的铁心体积以及变压器的总体积都可以相对减小。
推挽式开关电源变压器的计算方法与前面正激式或反激式开关电源变压器的计算方法大体相同，只是对变压器铁心磁感应强度的变化范围选择有区别。
对于具有双向磁极化的变压器铁心，其磁感应强度B的取值范围，可从负的最大值-Bm 变化到正的最大值+Bm。
关于开关电源变压器的计算方法，请参考前面“1-6-3.正激式变压器开关电源电路参数计算”中的“2.1 变压器初级线圈匝数的计算”章节中的内容。
根据(1-95)式:(1-150)式和(1-151)式就是计算双激式开关电源变压器初级线圈N1绕组匝数的公式。
式中，N1为变压器初级线圈N1或N2绕组的最少匝数，S为变压器铁心的导磁面积(单位:平方厘米)，Bm为变压器铁心的最大磁感应强度(单位:高斯);Ui 为加到变压器初级线圈N1绕组两端的电压，单位为伏;τ= Ton，为控制开关的接通时间，简称脉冲宽度，或电源开关管导通时间的宽度(单位:秒);F为工作频率，单位为赫芝，一般双激式开关电源变压器工作于正、反激输出的情况下，其伏秒容量必须相等，因此，可以直接用工作频率来计算变压器初级线圈N1绕组的匝数;F和τ取值要预留20%左右的余量。
推挽式变压器设计步序
推挽式变压器设计步序1.确定设计需求：首先，需要明确设计变压器的基本参数，例如输入电压和输出电压的大小、额定功率、频率等。
2.计算变压器的转比：根据变压器的输入电压和输出电压，可以计算出变压器的转比。
转比可以通过公式Np/Ns=Vp/Vs来计算，其中Np和Ns分别为一次和二次线圈的匝数，Vp和Vs分别为一次和二次电压。
3.选择磁芯材料：根据设计需求和转比计算结果，选择合适的磁芯材料。
常见的磁芯材料有硅钢片和铁氧体等。
选择合适的磁芯材料可以提高变压器的效率和性能。
4.计算线圈匝数：根据转比和磁芯材料的特性，计算一次和二次线圈的匝数。
匝数的选择一般需要考虑磁流密度、绕线空间、功率损耗等因素。
5.设计线圈结构：根据计算得到的线圈匝数和磁芯尺寸，设计线圈的结构。
线圈可以采用多层或单层绕线方式，根据需求选择合适的线径和绕线方法。
6.计算磁路参数：根据磁芯材料和线圈结构，计算磁路的重要参数，例如磁感应强度、总磁通和磁线圈电压等。
这些参数可以帮助确定磁芯和线圈尺寸，以及确保变压器的正常工作。
7.选择绝缘和冷却材料：为了提高变压器的绝缘能力和散热效果，需要选择合适的绝缘和冷却材料。
常见的绝缘材料包括绝缘纸和绝缘漆等，常见的冷却材料包括散热片和散热器等。
8.进行热设计：根据变压器的功率和工作条件，进行热设计，以确定变压器的散热能力。
这可以通过计算变压器的额定温升和选择散热装置来实现。
9.进行效率和损耗分析：根据变压器的设计参数和工作条件，进行效率和损耗分析。
这可以帮助优化变压器的结构和性能，以提高其工作效率。
10.进行电磁和热演算：最后，使用电磁和热演算软件对变压器进行模拟分析，以验证设计的正确性和评估其性能。
总之，推挽式变压器设计需要综合考虑电路参数、磁芯材料、线圈结构、绝缘和冷却等多个因素，通过计算、分析和模拟等方法进行优化和验证，以确保设计出满足要求的高性能变压器。
这些步骤的具体顺序和方法可以根据实际情况进行调整和改进。
开关电源原理与设计整流输出推挽式变压器开关电源1
开关电源原理与设计整流输出推挽式变压器开关电源1开关电源原理与设计整流输出推挽式变压器开关电源1一、开关电源原理与设计开关电源是一种通过开关器件（如晶体管、MOSFET、IGBT等）对直流电压进行开关切换的电源。
其工作原理是通过将交流电源转换为高频脉冲信号，再经过整流和滤波电路获得所需的直流输出电压。
相比传统的线性电源，开关电源具有体积小、效率高和稳定性好等优点，因而得到了广泛应用。
开关电源主要由输入电路、开关控制电路和输出电路三部分组成。
输入电路主要用于将交流电源转换为直流电源，开关控制电路用于控制开关器件的开关状态，输出电路则用于将开关器件输出的高频脉冲信号转换为所需的直流输出电压。
二、推挽式变压器开关电源推挽式变压器开关电源是一种常用的开关电源结构，其主要特点是采用推挽式变压器来实现输入电流的隔离和输出电压的变换。
1.输入电路推挽式变压器开关电源的输入电路一般包括输入滤波电路、整流电路和功率因数校正电路。
（1）输入滤波电路：输入滤波电路主要用于对输入电压进行滤波，以消除输入电压的高频噪声和干扰，提供稳定的直流电压给整流电路使用。
（2）整流电路：整流电路一般采用全波整流或桥式整流电路来将交流电源转换为直流电源。
全波整流电路通过二极管桥将输入交流电压转换为脉冲电压，而桥式整流电路则可以实现更高的整流效率。
（3）功率因数校正电路：功率因数校正电路主要用于改善开关电源的功率因数，以降低对电网的污染。
常用的功率因数校正技术有桥式整流功率因数校正和直流并联功率因数校正。
2.开关控制电路开关控制电路主要用于控制开关器件的开关状态，以实现开关电源的输出调节和保护功能。
（1）PWM控制技术：PWM控制技术通过调节开关器件的导通时间和截止时间来实现对输出电压的调节，以达到恒定输出电压的目的。
常用的PWM控制技术有固定频率PWM控制和可变频率PWM控制。
（2）反馈控制技术：反馈控制技术通过将输出电压与参考电压进行比较，产生误差信号并经过PID控制后调节PWM信号的占空比，以实现对输出电压的精确调节。
- 1、下载文档前请自行甄别文档内容的完整性，平台不提供额外的编辑、内容补充、找答案等附加服务。
- 2、"仅部分预览"的文档,不可在线预览部分如存在完整性等问题,可反馈申请退款(可完整预览的文档不适用该条件!)。
- 3、如文档侵犯您的权益，请联系客服反馈,我们会尽快为您处理(人工客服工作时间：9:00-18:30)。
W推挽变压器设计集团企业公司编码：（LL3698-KKI1269-TM2483-LUI12689-ITT289-
150W 推挽变压器的设计（B m <B s /3,B s =5100G s ）
1.高频变压器设计的要求：
输入电压U in =12V~15.5V
输出电压Uo=350V
输出功率Po=150W （2倍过载正常工作5s ）
工作频率fs=50kHz ，工作周期Ts=1/f=20μs
效率η=90%
Step1.磁芯型号的选取
AP=2T TT T T x 108
?T ∗T ∗T T ∗T TTT ∗T TT 4
式中：Ton=D max xT=0.45x20x10-6s=9x10-6s
Po=150W
最大工作磁密Bm=Bs/3,Bs=5100Gs,而△B=2Bm
η=0.9
Kc=1，为铁的填充系数
Kwin=0.3，为变压器的窗口填充系数
J=300A/cm 2
可得：AP=0.98cm 4,AP=AwXAe 。
Aw 为磁芯窗口面积；Ae 为磁芯有效截面积。
考虑EE32型号的磁芯，该磁芯的AP=1.254cm 4，故选取EE32型号的磁芯。
Step2.原副边绕组匝数的确定
a ．原边绕组匝数： T 1=T TTTTT TT TTT ΔB ∗10
−4∗2T T ∗10
−4=1.91 选取N1=2.式中：U inmin =12V ，T=20*10-6s ，Dmax=0.45,△B=2*1700Gs,
Ae=0.83cm 2
b.匝比
设变压器原边两绕组匝数均为N1，变压器副边总匝数为N2，则定义匝比为n=N2/N1。
考虑副边整流二极管的导通压降及输出滤波电感的电阻，有
n=T T +T T +T TT T TTTTT ∗T TTT ∗12=350+3+0.512∗0.45∗12=32.73(原边两个绕组) 选取n=33，N2=66。
校验实际工作的最大和最小占空比D maxreal ,D minreal 。
在低压输入满载时电路工作在最大占空比：
T max TTTT =(T T +T T +T TT )∗0.5T TTTTT ∗T 2/T 1
=0.446 在高压输入满载时电路工作在最小占空比：
T min TTTT =(T T +T T +T TT )∗0.5T TTTTT ∗2/1
=0.346 可见最大和最小占空比都在合适的工作范围内。
Step3.线径：
穿越深度：
Δ=√2T ∗T ∗T =√22TT ∗μ∗γ
=0.2955TT 式中：μ=4π*10-7，γ=58*106。
因此铜皮的厚度或铜线的线径需要小于2 Δ=0.591mm 。
忽略电感电流的脉动量，在主功率管导通旗舰，流过副边绕组的电流为Io ；主功率管都关断期间，流过副边绕组的电流为Io/2。
流过副边绕组的电流有效值：
T TTTT =√(T T T T )∗2T max TTTT +(12∗T T T T )(1−2T max TTTT )=0.412A 考虑励磁电流的存在，则单个原边线圈电流的有效值：
I Prms =1.05*nI Srms /1.414=10.1A
原边铜皮截面积：
S cuP =I prms /J=2.02mm 2,取J=5A/mm 2
副边绕组导线截面积：
S cuS =I Srms /J=0.0824mm 2,取J=5A/mm 2
原边由铜导线绕制，选择截面积小的铜导线多股并绕，且多股铜导线的总面积不小于2.02mm 2。
（可选10股直径为0.51mm 的漆包线并绕。
最大外径为0.56mm ）
副边选用标称0.35mm 的漆包线，截面积为0.09621mm 2，最大外径为
0.39mm 。
Step4.核算变压器窗口系数
T TTT =2∗T 1∗10∗0.2462+T 2∗0.09621T TTT ∗10=0.167<0.3 窗口系数在合理的范围内，说明绕组能够绕的下。