电源转换器种类

3、电源转换器的种类（TYPES OF POWER CONVERTERS）

3.0各类转换器定义与原理(DEFINITIONS AND DIMENSIONING)

虽然有很多作者与研究人员创造研究出很多种类的转换器电路，但是追根究底还是可归纳出三种最基本的电路出来，第一种称为“返驰式(flyback)”或者称为“buck-boost”型式，第二种称为“顺向式(forward)”或者称为“buck”型式，第三种称为“推挽式(push-pull)”或是称为“buck-derived”型式，在图3-1中，就是返驰式转换器的基本电路模型，其操作原理说明如下。

在图3-1 (a)中，当电路中的开关S关闭时，电流就会流经电感器L，并将能量储存于其中，由于电压极性的关系，二极体D是在逆向偏压状态，此时负载电阻R L上就没有电压输出，当开关S 打开时，如图图3-1(b)所示，此时由于磁场的消失，电感器L呈逆向极性，二极体D为顺向偏压，环路中则有I C感应电流产生，因此负载R L上的输出电压其极性正好与输入电压相反，由于开关ON/OFF的作用，使得电感器的电流交替地在输入与输出间，连续不断的改变其方向，不过这二者电流都是属于脉动电流形式，所以在buck-boost转换器电路中，当开关是在导通周期时，能量是储存于电感器里，反之，当开关是在打开(OFF)周期时，能量会转移至负载上。

在图3-2为顺向转换器基本电路型式，其操作原理说明如下，当开关S关闭时，电流就会顺向地流经电感器L，此时在负载上就会有带极性的输出电压产生，如图3-2(a)所示，由于输入电压极性的关系，二极体D此时是在逆向偏压状态。如图3-2(b)所示，当开关S打开时，电感器L会改变磁场，二极体D则为顺向偏压状态，因此在电容器C中就会有电流流过，因此在负载R L上输出电压

的极性仍是相同的，一般我们称此二极体D为“自由转轮(free-wheeling)”或“飞轮(flywheel)”二极体。

由于此种转换动作，使得输出电源是一种连续形式而非脉动电流形式，相对的由于开关S在ON/OFF之间改变，所以输入电流则为不连续形式，也就是所谓的脉动电流形式。

最后在图3-3中则为推挽式转换器的基本电路型式，其实它是由二个顺向转换器的电路所组成，

操作于互相推挽的动作状态，开关S1与S2互相在ON/OFF状态间互相交换，此种电路一般也称之为buck-derived。

3.1隔离返驰式转换器(THE ISOLATED FLYBACK CONVERTER)

在图3-1中的返驰式转换器，其输入与输出间，并没有安全的隔离装置，一般在转换式电源供给器里常用的隔离组件是变压器(transformer)。更正确的来说，虽然在电路图中出现是变压器形式，但是其动作状态却是扼流圈(choke)形式，因此我们亦可直呼为变压器-扼流圈(transformer-choke)。

在图3-4所示的电路为隔离返驰式转换器(isolated flyback converter)与其稳态的电路波形。电路的操作原理如下说明，当电晶体Q1导通时，变压器的初级绕组渐渐地会有初级电流流过，并将能量储存于其中，由于变压器-扼流圈的输入与输出绕组，其极性是相反的，因此二极体被逆向偏压，此时没有能量转移至负载。

当电晶体不导通时，由于磁场的消失导致绕组的极性反向，此时二极体D会被导通，输出电容器C会被充电，负载R L上有I L电流流过。

由于此种隔离组件的动作就像是变压器与扼流圈，因此在返驰式转换器输出部分，就不需要额外的电感器了，但是在实际电路应用中，为了抑制高频的转换杂讯波尖，我们还是会在整流器与输出电容器之间加装小型的电感器。

3.1.1返驰式转换器交换电晶体(The Flyback Converter Switching Transistor)

在返驰式转换器中所使用的转换电晶体，必须考虑二个因素就是电晶体在OFF 时的峰值集极电压大小与电晶体转换成ON 时的峰值集极电流大小。此峰值集极电压乃电晶体在转换成OFF 状态时，所需要承受的电压大小

max

max 1δ-=in CE V V (3-1) 在此V in 为直流输入电压，δmax 为最大工作周期。

因此公式3-1，就是告诉我们选择使用转换电晶体时，为了避免其受损坏，必须考虑的集极电压值大小。因此相对地工作周期就必须保持在低值范围，也就是δmax <0.5，在实际的应用中，大都是取δmax 为0.4，如此峰值集极电压就限制在V CE.max ≤2.2 V in ，所以非线上的返驰式转换器设计，其电晶体一般我们选择能有800V 左右的工作电压即可。

另一项要设计选择的就是电晶体在ON 时的集极工作电流，也就是

n

I I L C = (3-2) 在此I L 为变压器-扼流圈的初级峰值电流，n 是初级对次级的圈数比。

我们亦可用转换器的输出功率与输入电压，来表示集极的峰值工作电流，其公式导出如下，在扼流圈中能量转移的公式可表示如下式

η???

? ??=T LI P L out

22 (3-3) 在此η(eta)为转换器的效率。

在变压器-电感器的电压可表示成 dt

Ldi V in = (3-4) 如果我们假设di ＝I L ，而且1/dt ＝f /δmax ，则公式3-4可重写为

max δf

LI V L in = (3-5)

或是 f

I V L L in max δ= (3-6) 将公式3-6代入公式3-3中，我们可得到

L in L L in out I V fI I f V P max 2max 212δηηδ=???

? ??= 求解上式可得

(3-7) 现在，再将公式3-7代入公式3-2中，就可得到电晶体的工作电流可用输出功率与输入电压来表示

(3-8) 在此假设转换器的效率为0.8(80%)，工作周期为δmax ＝0.4(40%)，则公式3-8可简化为

(3-9)

3.1.2返驰式转换器变压器－－扼流圈(The Flyback Converter Transformer-Choke)

由于返驰式转换器的变压器－－扼流圈，其仅在B-H特性曲线的单一方向来做转换运动，因此在设计变压器－－扼流圈时，不可设计于饱和工作状态，在第五章我们会有较详细的分析与设计。毫无疑问的所使用的铁心(core)，需有较大的体积并且有空气间隙(air gap)。

有效的变压器－－扼流圈的体积大小为

(3-10)

在此I L.max：由负载电流所决定

μ0：空气导磁率

μe：铁心材料的相对导磁率(permeability)

B max：铁心的最大磁通密度

我们在选择相对导磁率时，必须选择足够大，以避免铁心会有温度升高的情形发生，也由于对铁心与绕线尺寸大小的限制，因此会产生钢损失与铁心损失(copper and core losses)。

3.1.3基本返驰式转换器的变压型式(Variations of the Basic Flyback Converter)

当我们提到基本的返驰式电路时，转换电晶体在转换成不导通(turn-off)状态时，其集极电压必须承受至少二倍的输入电压。因此对商业上使用图3-5的电路，它是由二个电晶体所组成的返驰式转换器电路。此二个电晶体在ON或OFF状态时，会同时一起作用，二极体D1与D2的动作就如定位二极体(clamping diodes)能够限制电晶体的最大集极电压至V in值，因此在选用电晶体时，就可采用耐集极电压值低的电晶体，但是线路就必须额外使用Q2，D1，D2这三个组件了。

使用返驰式电路的优点就是非常简单，因此对转换式电源供给器来说，它可达到多重输出的目的，此乃隔离组件对所有的输出，其动作状态就如一个共有的扼流圈。因此对每一个输出部份，仅需用到二极体与电容器即可，图3-6，就是一个实际的电路。

3.2隔离顺向式转换器(THE ISOLATED FORWARD CONVERTER)

乍看之下，隔离顺向式转换器(isolated forward converter)的电路与返驰式转换器的电路，似乎有几分相似，但是实际研究它，此二电路之间在原理操作上还是有明显的不同，在图3-7所示，就是

基本的顺向式转换器电路，与电路波形。

由于顺向式转换器中所使用的隔离组件，乃是一个真正的变压器，因此为了获取正确有效的能量转移，必须在输出端有电感器，做为次级感应的能量储存组件。而变压器的初级绕组与次级绕组(primary and secondary windings)有相同之极性，如图中所示的圆圈符号，此电路的操作原理如下：当电晶体Q1于ON的状态时，初级绕组渐渐会有电流流过，并将能量储存于其中，由于变压器次级绕组有相同的极性，此能量就会顺向转移至输出，且同时经由顺向偏压二极体D2，储存于电感器L 中，此时的二极体D3为逆向偏压状态。当电晶体Q1转换成OFF状态时，变压器的绕组电压会反向，

D2二极体此时就处于偏压的状况，此时飞轮二极体(flywheel diode) D3则为顺向偏压，在输出回路上

有导通电流流过，并经由电感器L ，将能量传导至负载上。

变压器上的第三个绕组与二极体D 1互相串联在一起，可达到变压器消磁(demagnetization)作用，如此可避免当电晶体Q 1于OFF 时，变压器的磁能会转回至输入直流汇流排上。在图3-7的波形中有黑色部份的区域，乃为磁化—消磁电流(magnetizing-demagnetizing current)

L

V T I in mag max δ= (3-11) 在此T δmax 为Q 1电晶体ON 时的周期，L 为输出电感值(微亨利μH)。

3.2.1顺向式转换器交换电晶体(The Forward Converter Switching Transistor)

在图3-7中，由于变压器的第三个绕组与二极体D 1的作用，因此Q 1电晶体OFF 时，其集极电压被限制为

in CE V V 2max = (3-12)

我们由波形中亦可得知集极的峰值电压2 V in ，恰为D 1二极体在导通之时刻，其导通周期为T δmax 。我们再来看看图中的波形，当电晶体在ON 时，集极电流值的大小，就相当于返驰式转换器的集极电流值，再加上净磁化电流值，因此，集极的峰值电流，可写成下式

L

V T n I I in L C max δ+= (3-13) 在此 n ：初级对次级的圈数比

I L ：输出电感器的电流，A

T δmax ：电晶体ON 时的周期

L ：输出电感器，μH

吾入得知

n

V V in out max δ= (3-14) 可是 max δout

in nV V = (3-15)

因此公式3-13可改写为 L

nTV n I I out L C += (3-16) 假设磁化电流部份( nT V out )/L 与集极峰值电流比较下其值非常小，可予以忽略，此时I C 电流值的大小就与3-1-1节所导出来的I C 值相同

in

out L C V P n I I 2.6== (3-17)

3.2.2顺向式转换器变压器(The Forward Converter Transformer)

在设计顺向式转换器的变压器时，需多加留意选择适合的铁心大小与铁心的空气间隙，以防铁心被饱和了。在第五章里我们会有变压器的公式，来设计出适合的顺向式变压器。变压器的铁心大小为

max 220B L

I Volume mag e μμ= (3-18)

在此 L

nTV I out mag = (3-19) 另外需注意的是电晶体开关δmax 的工作周期需保持低于百分之五十以下，如此当经由第三绕组变压器电压会被定位，而输入电压之间会有伏特—秒(volt-seconds)积分作用产生，当Q 1电晶体ON 时，定位于某一准位，当Q 1电晶体OFF 时，其值为零。如果工作周期大于百分之五十，也就是δ>0.5将会破坏伏特—秒(volt-seconds)积分作用的平衡，使得变压器趋于饱和状态，也会产生极高的集极电流波尖，而破坏了转换电晶体。

虽然变压器的第三绕组与二极体的定位动作，能够限制电晶体的集极峰值电压至二倍的输入直流电压，但是有一点需留意的是，在绕制变压器时，需将第三绕组与初级绕组紧密来绕制(使用双线绕法)，如此方可减少由漏电感产生的致命电压波尖。

3.2.3基本顺向式转换器的变化型式(Variations of the Basic Forward Converter)

如同在返驰式转换器的情况，由于输入电压过高，电晶体承受较大的耐压值，因此改用二个电晶体的变化型式，同理顺向式转换器亦可应用此种变化的型式，如图3-8电路所示，此二个电晶体开关会同时ON 或OFF ，但是电晶体上所承受的电压不会超过V in 以上。

顺向式转换器亦可应用于多重输出的电路中，不过在每一输出部份都需要有额外的二极体与扼

流圈。在此需注意的是飞轮二极体至少要与主要的整流二极体有一样的电流额定值，这是因为当电晶体OFF 时，会有满电流输出，在图3-9的电路，就是多重输出顺向转换器(multiple-output forward converter)。

3.3推挽式转换器(THE PUSH-PULL CONVERTER)

推挽式转换器(push-pull converter)乃是由二个反相位工作的顺向式转换器组合而成，在每一半周时，推挽式转换器会将功率传导至负载上，所以此种转换器更正确地来说应该称呼为推推转换器(push-push converter)，但是延用流行至今，我们还是习惯称呼为推挽式转换器。

在图3-10中，就是基本传统的推挽式电路结构与它的电路波形图。由于它有二个转换电晶体与输出二极体，由波形中观察得知，在每一组中的平均电流都被减少至百分之五十，此大过于等效的顺向转换器。在电晶体导通期间，二极体D 1与D 2同时导通，会将隔离变压器的次级短路，并将功率传导至输出，其动作状态就如飞轮二极体。

此转换器的输出电压可导出如下

n

V V in out max 2δ= (3-20) 在公式3-20中的δmax 值必须低于0.5，为了避免转换电晶体同时导通，而破坏了电晶体。假设δmax ＝0.4，则公式3-20可写成

n

V V in out 8.0

(3-21) 在此n 为初级对次级的圈数比。 3.3.1推挽式转换器变压器(The Push-Pull Converter Transformer)

在前面我们所讨论的返驰式与顺向式转换器中，其变压器仅利用到B-H 特性曲线一半

部份，因此铁心就较为笨大而且有空气间隙，假定在推挽式转换器的二个电晶体，其导通时间相同，则变压器就会使用到B-H 曲线的各半部，如此铁心的大小仅需返驰式或顺向式的一半即可，而且空气间隙也不需要了。

变压器的体积大小可由下面公式求得

max

2204B I Volume magL e μμ= (3-22) 在此I .mag ＝nV out T/4L 为磁化电流。

在第3章中，将继续对以推挽式为基底的转换器有更深入的设计分析。

3.3.2推挽式转换器电晶体(The Push-Pull Converter Transistors)

由于推挽式转换器的每一半部份就是属于顺向式转换器，因此在OFF 时，每一电晶体的集极电压被限制为

in CE V V 2max = (3-23)

每一电晶体的集极峰值电流为

mag L C I n

I I += (3-24) 假设I mag <

n

I I L C = (3-25) 我们可如3-2-1节所示，导出电晶体集极工作电流，以输出功率、效率与工作周期来表示之，如下：

in

out C V P I max ηδ= (3-26) 假设转换器的效率η＝0.8，工作周期δmax ＝0.8，则电晶体集极工作电流为

in

out C V P I 6.1= (3-27) 3.3.3推挽式电路的限制(Limitations of the Push-Pull Circuit)

虽然推挽式转换器提供了一些优点，如非隔离的基极驱动与较简单的驱动电路，但是它也有一些缺点，使得非线上的转换器在使用上变得较为不实际。

第一个就是有关电晶体电压额定值的限制，也就是电晶体需能承受转换器二倍的输入电压，再加上由变压器的漏电感所产生的漏波尖值(leakage spike)，如图3-11所示。因此，若使用在输入交流

电压为230V ac情况下，则非线上推挽式转换器的转换电晶体，其集极的耐压额定值，就必须大于800V 了，这对高功率转换器来说，的确是一个令人伤脑筋的问题，因为要具有高电流，高电压的电晶体并不普通而且价格上也非常贵。

对推挽式电路来说，图3-11也显示出第二个较为严重的问题，也就是变压器的铁心饱和(saturation)的问题，在今日所使用的转换式电源供给器，大都使用陶铁磁铁心(ferrite core)材料来做变压器，乃因在20kHz以上高频率具有低功率的损失，然而不幸的是，陶铁磁铁心具有高磁化系数(high susceptibility)，会使得铁心容易产生饱和，这也是因为其低的磁通密度值(flux density)，一般约为3000高斯(gauss G)。因此，只要小的直流偏压值，就会使得铁心趋于饱和状态。如此显而易见，在此情况下推挽式电路将会有什么情况发生了。当其中一个电晶体开关ON时，其磁通会在B-H曲线的一个方向上移动着，当第一个电晶体OFF，第二个电晶体ON时，则磁通会在B-H曲线的另一个相反方向移动。为了使这二个区域的磁通密度能够相等，在所有工作情况与温度下，转换电晶体的饱和与转换特性必须是一样的。如果电晶体特性是不一样的，就会在B-H曲线的一个方向上发生“磁通摆动”，使得铁心趋于饱和区域。铁心的饱和会使得其中一个电晶体的集极有高的电流波尖产生，如图3-11所示。

这些过大的电流波尖在电晶体中会造成很大的功率损失，使得电晶体会有发烫现象产生，电晶体特性会变得更不平衡，铁心更容易趋于饱和状态，且产生更高的饱和电流，此种恶劣情况将连续下去，直到电晶体达到热跑脱(thermal runaway)现象，最后导致电晶体的破坏。

对于此种问题有二种可能解决方法，首先我们可以增加铁心的间隙，如此会造成漏电感值的增加，而且需加装会消耗功率的箝制器，因此所花费的代价就是降低了转换式电源供给器的效率。另外我们可使用对称的修正电路，经由驱动产生器来保持修正ON-OFF比值相等，来确使功率变压器达到平衡操作，使用此种方法就是需有额外电路，因此会增加转换器的成本与复杂性。

为了减少推挽式电路的缺点，可使用半桥式(half-bridge)或全桥式(full-bridge)功率转换器，对转换式电源供给器设计者来说，使用半桥式转换器来做设计，是较为流行的，在3-4-1节中有更深入的

分析与讨论。

3.4推挽式转换器的变化型式(CIRCUIT V ARIATIONS OF THE PUSH-PULL CONVERTER)

3.4.1半桥式转换器(The Half-Bridge Converter)

如前章节所提，使用半桥式电路有二个主要理由，第一点就是它能在输入交流电压115V 或230V ac 的工作情况下，不需使用到高压电晶体。第二点就是我们只需使用到简单的方法就能来平衡每一转换电晶体的伏特—秒(volt-seconds)区间，而功率变压器不需有间隙且不需使用到价格高的对称修正电路，图3-12所示为基本的变输入电压半桥式转换器。

在半桥式转换器结构中，功率变压器有一端点连接到由串联电容器C 1与C 2所产生的浮点电压值端点，其浮点电压值为V in /2，所以在标准的输入电压下，其值为160V dc 。变压器的另一端点则经由串联电容器C 2连接到Q 1的射极与Q 2的集极接头处，当Q 1电晶体ON 时，此处变压器端点会产生正的160V 电压脉波，当Q 1电晶体OFF ，Q 2电晶体ON 时，变压器的初级圈会极性反转，因此，会产生负的160V 电压脉波，在这Q 1与Q 2电晶体ON-OFF 动作中，其产生的峰对峰方波电压值为320V ，经由变压器转换降低为次级电压，再经过整流，滤波而得到直流输出电压。

由上面半桥式转换器原理得知，此转换器己达到第一个目标了，也就是转换电晶体所承受的电压值，不需再大于V in 以上，因此我们就可选择使用耐压额定值较低的转换电晶体，一般选择400V 耐压的电晶体即可。

不过当使用半桥式电路时，有一个小小的代价需付出，这是因为变压器电压被减少至V in /2，因此，电晶体的工作电流将会加倍，如果假设转换器的效率为80%，工作周期δmax =0.8，则电晶体工作电流为

in

out C V P I 3 (3-28)

第二个目标就是要达到自动平衡每一转换电晶体的伏特—秒(volt-seconds)积分，在图3-12中，我们就可看到在变压器初级圈串联了一个电容器的作用了。假设在图3-12中的二个转换功率电晶体，其转换特性没有相互匹配的话，就如当电晶体Q2能快速OFF时，而电晶体Q1却是缓慢地达到OFF 状态。

在图3-13(a)所示为Q1与Q2接头处的交流电压波形，这是Q1电晶体缓慢OFF时所产生的效果，而有交流电压波形旁边部份，有一额外斜线区域，此乃伏特—秒(volt-seconds)的不平衡。如果此不平衡的波形被驱动于功率变压器中，将会有磁通摆动的现象发生，而造成铁心的饱和与电晶体集极电流波尖的产生，因此，会降低整个转换器的效率，甚至造成电晶体热跑脱而破坏了电晶体。

所以，我们可以在变压器的初级绕组中，串联加入耦合电容器，经由此电容器，直流偏压会成比例的将伏特—秒(volt-seconds)积分不平衡部份予以去掉。此时交流波形的直流准位会向上移动，在图3-13(b)，就是二个转换周期的平衡伏特—秒(volt-seconds)积分波形。

为了降低电晶体OFF的时间，可在基极电路上加装使用制止二极体，使用此法在效果上会使得电晶体并不完全达到饱和状态，如此也会减少其储存时间(storage time)，在第四章中，将会有对制止二极体更详细的讨论与应用。

3.4.2串联式耦合电容器(The Series Coupling Capacitor)

在上一节中己对功率变压器的耦合电容器有所描述，一般来说使用薄膜非极性电容器，即可处理全部的初级电流，为了降低热效应的产生，电容器需使用有较低的ESR值，或是将一些电容器并联在一起使用，也可降低其ESR值，并得到所希望的电容值大小。以下我们将对如何来正确选择耦

合电容器，其值的大小做个分析。

我们由图3-12得知，线路中的耦合电容器与输出滤波电感器形成了一个串联共振电路(series resonant circuit)，由电路原理得知，其共振频率为

C L f R R π21=

(3-29)

以此 f R ：共振频率，kHz

C ：耦合电容值，μF

L R ：反射滤波电感值，μH

变压器初级圈的反射滤波电感值为 L N N L S P R 2

???? ??= (3-30) 在此N P /N S 为变压器初级至次级圈数比，L 为输出电感值(μH)

将公式3-30代入3-29，我们可求得耦合电容值C 为

()L N N f C S P R 222/41

π= (3-31)

为了使耦合电容器能够线性地充电，因此共振频率的选择必须低于转换器的转换频率。一般在实际电路设计上，我们都选定共振频率大小的约为转换频率的四分之一，表示如下：

S R f f 25.0= (3-32)

在此f S 为转换器的转换频率(kHz)。

例题3-1

求工作于频率20kHz 转换器的耦合电容值，其输出电感值为20μH ，变压器圈数比为10。 解：由于转换频率为20kHz ，由公式3-32可求得其共振频率为f R ＝5kHz ，由公式3-30可求出反射电感值为L R ＝102(20×10-6)＝2000×10-6＝2mH ，因此耦合电容值为

()()()F C μ50.010*******.341

362=??=-

有关耦合电容器的另外一项重要值是其充电电压。由于电容器在每一半周会有充电与放电的情况，且会移动直流电压的准位，如图3-12所示。此移动的直流电压值会加或减至变压器初级圈V in /2上，当然最精密的设计准据是发生在当充电电容器的电压将变压器初级圈V in /2的电压予以降压(bucks)，因为如果此电压过高，在低电压线上，会干扰到转换器上的稳压率。

在此有二个步骤可用来检查此电压值，且依次来修正所计算的电容值，电容器充电电压为

dt C

I V C =

(3-33) 在此 I ：初级平均电流，A

C ：耦合电容值，μF

dt ：电容器充电时间，μs

电容器充电时间为 max 2

δT dt = (3-34) 且 S f T 1=

(3-35) 在此 T ：转换周期，μs

δmax ：工作周期

f S ：转换频率，kHz

若对20 kHz 转换器来说，其工作周期为0.8，则充电时间为20μs 。

充电电压其合理值的范围是介于V in /2的10%至20%之间，假设V in /2=160V ，则16≤V C ≤32V 的情况下，转换器才会有好的稳压率。如果充电电压超过了极限值，就必须重新计算较正确的电容值，此值为

C

dV dt I

C = (3-36) 在此 I ：初级平均电流，A

dt ：充电时间，μs

dV C ：16V 至32V 之间的任意值 在16V 至32V 之间可任意选定dV C 之值，我们可求出电容值大小，并选用标准值的电容器，至于新的串联耦合电容器之电压额定值，可由公式3-36所求出的耦合电容值，再代回至公式3-33，就可求出电压额定值，由此理论所计算出来的电压额定值都非常低，而在实际设计上我们都使用电压额定值200V 的薄膜电容器(film capacitors)。

例题3-2

假设我们使用例题3-1所计算出来的电容器值，用于200W ，20 kHz 的半桥式转换器中，试证明所计算出来0.5μF 的电容值是否可接受，若否，则重新计算正确的耦合电容值。

解：从公式3-28，我们可求出电晶体的工作电流为

()A I C 86.1320

2003==

假设转换器输入电压误差为±20%，则电晶体最大工作电流会发生在低电压线上，因此，我们重新修正，此最差情况的集极电流为

()A I C 3.286.12.085.1=+=

利用公式3-33，可求出耦合电容器的充电电压为

()V V C 90105.010203.266

=??=--

此求出的90V 充电电压过高了，在低电压线上将会干扰到转换器稳压率。因此必须重新计算耦合电容器之值，充电电压值我们选为30V ，利用公式3-36可得

()

F C μ5.130

10203.26

=?=- 因此我们可使用标准的电容器1.5μF ，再利用公式3-33，得出其最小的电压额定值30V ，为了安全理由，一般都选用200V 电压额定值的电容器。

3.4.3转换二极体(The Commutating Diodes)

在图3-12中所示的基本半桥式转换器里，二极体D 5与D 6与电晶体Q 1与Q 2的集极，射极并联使用。此种二极体我们称之为转换二极体(commutating diodes)，具有以下二点功用。

1、 当电晶体变为OFF 时，转换二极体将会使得变压器漏电感值的能量折回至主要的直流汇流排上。

如此高能量漏电感的脉冲波尖，就不会像图3-11的推挽式电路，出现在V CE 的波形上。

2、 在没有负载的突然情况下，由于变压器的磁通量会增加，此时转换二极体可以防止在ON 时电晶

体的集极至射极间电压摇摆至负电位，也就是说转换二极体可以将电晶体予以傍路，直到集极再度达到正电位，如此可避免电晶体组件的逆向导通与其可能的破坏。

转换二极体必须是高速回复类型(fast-recovery types)的二极体，同时要具有阻隔电压能力，其值至少二倍的电晶体OFF 时，集极至射极电压。在实际应用电路中，我们大都选用具有450V 逆向阻隔电压的二极体。

3.5全桥式电路(THE FULL-BRIDGE CIRCUIT)

在前面我们讨论过的半桥式电路，虽然己经能够成功地减少转换电晶体在OFF 时，所产生的电压波尖至输入直流电压值的一半，不过所付出的代价是电晶体在ON 时集极电流会加倍，就如推挽式的电路一般。此种限制对低功率或中功率的转换器来说，倒无大碍，但是对高功率转换器而言，就稍有困难了，因为能具有高电压，高电流的电晶体实在不多。