IGBT绝缘栅双极晶体管解析

IGBT是Insulated Gate Bipolar Transistor的英文缩写
绝缘门双极性晶体管
绝缘栅双极晶体管缩写IGBT
MOSFET是场效应管，因为只有一个极性的粒子导电，又称为单极性晶体管。

是功率管，有放大作用，IGBT的本质就是一个场效应管，不过是在场效应管的基础上
加上了P+层。

是结合了场效应管＆双极性晶体管的特点。

IGBT是强电流、高压应用和快速终端设备用垂直功率MOSFET的自然进化。

由于实现一个较高的击穿电压BVDSS需要一个源漏通道，而这个通道却具有很高的电阻率，因而造成功率MOSFET具有RDS(on)数值高的特征，IGBT消除了现有功率MOSFET的这些主要缺点。

虽然最新一代功率MOSFET器件大幅度改进了RDS(on)特性，但是在高电平时，功率导通损耗仍然要比IGBT 技术高出很多。

较低的压降，转换成一个低VCE(sat)的能力，以及IGBT的结构，同一个标准双极器件相比，可支持更高电流密度，并简化IGBT驱动器的原理图。

IGBT基本结构见图1中的纵剖面图及等效电路。

导通
IGBT硅片的结构与功率MOSFET 的结构十分相似，主要差异是IGBT增加了P+ 基片和一个N+ 缓冲层(NPT-非穿通-IGBT技术没有增加这个部分)。

如等效电路图所示(图1)，其中一个MOSFET驱动两个双极器件。

基片的应用在管体的P+和N+ 区之间创建了一个J1结。

当正栅偏压使栅极下面反演P基区时，一个N沟道形成，同时出现一个电子流，并完全按照功率MOSFET的方式产生一股电流。

如果这个电子流产生的电压在0.7V范围内，那么，J1将处于正向偏压，一些空穴注入N-区内，并调整阴阳极之间的电阻率，这种方式降低了功率导通的总损耗，并启动了第二个电荷流。

最后的结果是，在半导体层次内临时出现两种不同的电流拓扑：一个电子流(MOSFET 电流)；空穴电流(双极)。

关断
当在栅极施加一个负偏压或栅压低于门限值时，沟道被禁止，没有空穴注入N-区内。

在任何情况下，如果MOSFET电流在开关阶段迅速下降，集电极电流则逐渐降低，这是因为换向开始后，在N层内还存在少数的载流子(少子)。

这种残余电流值(尾流)的降低，完全取决于关断时电荷的密度，而密度又与几种因素有关，如掺杂质的数量和拓扑，层次厚度和温度。

少子的衰减使集电极电流具有特征尾流波形，集电极电流引起以下问题：功耗升高；交叉导通问题，特别是在使用续流二极管的设备上，问题更加明显。

鉴于尾流与少子的重组有关，尾流的电流值应与芯片的温度、IC 和VCE密切相关的空穴移动性有密切的关系。

因此，根据所达到的温度，降低这种作用在终端设备设计上的电流的不理想效应是可行的，尾流特性与VCE、IC和TC之间的关系如图2所示。

反向阻断
当集电极被施加一个反向电压时，J1 就会受到反向偏压控制，耗尽层则会向N-区扩展。

因过多地降低这个层面的厚度，将无法取得一个有效的阻断能力，所以，这个机制十分重要。

另一方面，如果过大地增加这个区域尺寸，就会连续地提高压降。

第二点清楚地说明了NPT器件的压降比等效(IC 和速度相同) PT 器件的压降高的原因。

正向阻断
当栅极和发射极短接并在集电极端子施加一个正电压时，P/N J3结受反向电压控制。

此时，仍然是由N漂移区中的耗尽层承受外部施加的电压。

闩锁
IGBT在集电极与发射极之间有一个寄生PNPN晶闸管，如图1所示。

在特殊条件下，这种寄生器件会导通。

这种现象会使集电极与发射极之间的电流量增加，对等效MOSFET的控制能力降低，通常还会引起器件击穿问题。

晶闸管导通现象被称为IGBT闩锁，具体地说，这种缺陷的原因互不相同，与器件的状态有密切关系。

通常情况下，静态和动态闩锁有如下主要区别：
当晶闸管全部导通时，静态闩锁出现。

只在关断时才会出现动态闩锁。

这一特殊现象严重地限制了安全操作区。

为防止寄生NPN和PNP晶体管的有害现象，有必要采取以下措施：
防止NPN部分接通，分别改变布局和掺杂级别。

降低NPN和PNP晶体管的总电流增益。

此外，闩锁电流对PNP和NPN器件的电流增益有一定的影响，因此，它与结温的关系也非常密切；在结温和增益提高的情况下，P基区的电阻率会升高，破坏了整体特性。

因此，器件制造商必须注意将集电极最大电流值与闩锁电流之间保持一定的比例，通常比例为1：5。

正向导通特性
在通态中，IGBT可以按照“第一近似”和功率MOSFET驱动的PNP晶体管建模。

图3所示是理解器件在工作时的物理特性所需的结构元件(寄生元件不考虑在内)。

如图所示，IC是VCE的一个函数(静态特性)，假如阴极和阳极之间的压降不超过0.7V，即使栅信号让MOSFET沟道形成(如图所示)，集电极电流IC也无法流通。

当沟道上的电压大于VGE -Vth 时，电流处于饱和状态，输出电阻无限大。

由于IGBT结构中含有一个双极
MOSFET和一个功率MOSFET，因此，它的温度特性取决于在属性上具有对比性的两个器件的净效率。

功率MOSFET的温度系数是正的，而双极的温度系数则是负的。

本图描述了VCE(sat) 作为一个集电极电流的函数在不同结温时的变化情况。

当必须并联两个以上的设备时，这个问题变得十分重要，而且只能按照对应某一电流率的VCE(sat)选择一个并联设备来解决问题。

有时候，用一个NPT进行简易并联的效果是很好的，但是与一个电平和速度相同的PT器件相比，使用NPT会造成压降增加。

动态特性
动态特性是指IGBT在开关期间的特性。

鉴于IGBT的等效电路，要控制这个器件，必须驱动MOSFET 元件。

这就是说，IGBT的驱动系统实际上应与MOSFET的相同，而且复杂程度低于双极驱动系统。

如前文所述，当通过栅极提供栅正偏压时，在MOSFET部分形成一个N沟道。

如果这一电子流产生的电压处于0.7V范围内，P+ / N- 则处于正向偏压控制，少数载流子注入N 区，形成一个空穴双极流。

导通时间是驱动电路的输出阴抗和施加的栅极电压的一个函数。

通过改变栅电阻Rg (图4)值来控制器件的速度是可行的，通过这种方式，输出寄生电容Cge 和Cgc可实现不同的电荷速率。

换句话说，通过改变Rg值，可以改变与Rg (Cge+Cgc) 值相等的寄生净值的时间常量(如图4所示)，然后，改变dV/dti。

数据表中常用的驱动电压是15V。

一个电感负载的开关波形见图5，di/dt是Rg的一个函数，如图6所示，栅电阻对IGBT的导通速率的影响是很明显的。

因为Rg数值变化也会影响dv/dt斜率，因此，Rg值对功耗的影响很大。

在关断时，再次出现了我们曾在具有功率MOSFET和BJT 器件双重特性的等效模型中讨论过的特性。

当发送到栅极的信号降低到密勒效应初始值时，VCE开始升高。

如前文所述，根据驱动器的情况，VCE达到最大电平而且受到Cge和Cgc的密勒效应影响后，电流不会立即归零，相反会出现一个典型的尾状，其长度取决于少数载流子的寿命。

在IGBT处于正偏压期间，这些电荷被注入到N区，这是IGBT与MOSFET开关对比最不利特性之主要原因。

降低这种有害现象有多种方式。

例如，可以降低导通期间从P+基片注入的空穴数量的百分比，同时，通过提高掺杂质水平和缓冲层厚度，来提高重组速度。

由于VCE(sat) 增高和潜在的闩锁问题，这种排除空穴的做法会降低电流的处理能力。

安全运行区SOA
按电流和电压划分，一个IGBT的安全运行区可以分为三个主要区域，如下表所示：
这三个区域在图8中很容易识别。

通常每一张数据表都提供了正向导通(正向偏置安全运行区FBSOA)、反向(反向偏置安全运
行区RBSOA)和短路(短路安全运行SCSOA)时描述强度的曲线。

详细内容：
FBSOA
这部分安全运行区是指电子和空穴电流在导通瞬态时流过的区域。

在IC处于饱和状态时，IGBT所能承受的最大电压是器件的物理极限，如图8所示。

RBSOA
这个区域表示栅偏压为零或负值但因空穴电流没有消失而IC依然存在时的关断瞬态。

如前文所述，如果电流增加过多，寄生晶体管会引发闩锁现象。

当闩锁发生时，栅极将无法控制这个器件。

最新版的IGBT没有这种类型的特性，因为设计人员改进了IGBT的结构及工艺，寄生SCR的触发电流较正常工作承受的触发电流(典型Ilatch>5 IC 正常)高出很多。

关于闭锁电流分别作为结温和栅电阻的一个函数的变化情况，见图9和10。

SCSOA
SCSOA是在电源电压条件下接通器件后所测得的驱动电路控制被测试器件的时间最大值。

图11所示是三个具有等效特性但采用不同技术制造的器件的波形及关断时间。

最大工作频率
开关频率是用户选择适合的IGBT时需考虑的一个重要的参数，所有的硅片制造商都为不同的开关频率专门制造了不同的产品。

特别是在电流流通并主要与VCE(sat)相关时，把导通损耗定义成功率损耗是可行的。

这三者之间的表达式：Pcond = VCE IC ，其中，是负载系数。

开关损耗与IGBT的换向有关系；但是，主要与工作时的总能量消耗Ets相关，并与终端设备的频率的关系更加紧密。

Psw = Ets
总损耗是两部分损耗之和：
Ptot = Pcond + Psw
在这一点上，总功耗显然与Ets 和VCE(sat)两个主要参数有内在的联系。

这些变量之间适度的平衡关系，与IGBT技术密切相关，并为客户最大限度降低终端设备的综合散热提供了选择的机会。

因此，为最大限度地降低功耗，根据终端设备的频率，以及与特殊应用有内在联系的电平特
性，用户应选择不同的器件。

功率模块IGBT、IPM、PIM 的性能及使用时有关问题的综述
1 IGBT主要用途
IGBT是先进的第三代功率模块，工作频率1-20KHZ，主要应用在变频器的主回路逆变器及一切逆变电路，即DC/AC变换中。

例电动汽车、伺服控制器、UPS、开关电源、斩波电源、无轨电车等。

问世迄今有十年多历史，几乎已替代一切其它功率器件，例SCR、GTO、GTR、MOSFET，双极型达林顿管等,目今功率可高达1MW的低频应用中，单个元件电压可达4.0KV（PT结构）— 6.5KV（NPT结构），电流可达1.5KA，是较为理想的功率模块。

追其原因是第三代IGBT模块，它是电压型控制，输入阻抗大，驱动功率小，控制电路简单，开关损耗小，通断速度快，工作频率高，元件容量大等优点。

实质是个复合功率器件，它集双极型功率晶体管和功率MOSFET的优点于一体化。

又因先进的加工技术使它通态饱和电压低，开关频率高（可达20KHZ），这两点非常显著的特性，最近西门子公司又推出低饱和压降（2.2V）的NPT—IGBT性能更佳，相继东芝、富士、IR、摩托罗拉亦已在开发研制新品种。

IGBT发展趋向是高耐压、大电流、高速度、低压降、高可靠、低成本为目标的，特别是发展高压变频器的应用，简化其主电路，减少使用器件，提高可靠性，降低制造成本，简化调试工作等，都与IGBT有密切的内在联系，所以世界各大器件公司都在奋力研究、开发，予估近2-3年内，会有突破性的进展。

目今已有适用于高压变频器的有电压型HV-IGBT，IGCT，电流型SGCT等。

2 关断浪涌电压
在关断瞬时流过IGBT的电流，被切断时而产生的瞬时电压。

它是因带电动机感性负载(L)及电路中漏电感(Lp)，其总值L*p = L + Lp则Vp* = Vce + Vp而Vp = L*p di/dt在极端情况下将产生Vp* Vces（额定电压）导致器件的损坏发生，为此要采取尽可能减小电感(L)，电路中的漏电感(Lp)—由器件制造结构而定，例合理分布，缩短到线长度，适当加宽减厚等。

3 恢复浪涌电压
续流二极管是为当IGBT下臂关断，电感性电流就可在上臂续流管提供通路，（这时处正向导通），它将减小di/dt值，防止产生过电压。

但又当下臂导通时，续流二极管反向恢复，变为负值而关断，电流将要下降为零值，因Lp存在要产生浪涌电压，阻止电流的下降，尤其当使用硬恢复二极管时，将产生较高的反向恢复di/dt值，可导致很高的瞬时电压出现。

4 缓冲电路形式
用以控制关断浪涌电压和恢复浪涌电压，以减少模块的开关损耗及瞬时过电压值而采用的。

虽然IGBT 具有强大的开关安全工作区，但需控制瞬时电压值，而缓冲电路在每次开关循环中都可通过IGBT放电，故有一定功耗产生，但能确保使用的安全。

图1-A仅有一个低电感量的电容器组成，对小功率一单元模块，可接在C和E之间，对六合一封装模块可接P 和N 之间，对减小瞬变电压有效、简单、成本低、适用小功率器件。

图1-B使用快速二极管，它可箝住瞬变电压，从而抑制与母线寄生电感，作减幅振荡。

RC为时间常数，设为开关周期1/3（即τ= T/3 = 1/3fz），适用中功率器件。

图1-C类似B图，但具有更小的回路电感，它直接于每个IGBT的C极和E极，并使用一个小型RCD （阻容二极管）效果较好，能抑制缓冲电路的寄生振荡，适用大功率器件具体推荐值见表1。

5 减小功率电路的电感
浪涌电压的能量与1/2LpI 成正比，因此减小Lp是主要的，可选用多层正负交*，宽偏形迭层母线，包括IGBT间联接，与大电容器的联接等，例大功率变频器的母排等，都采用上述方法，例罗克韦尔A-B公司等变频器就是这样的方法来减小功率电路的电感。

6 接地回路形式
当栅极G驱动或控制信号与主电流共用一个电流路径时，会导致接地回路，这可能出现本应地电位，而实际有几伏的电位值，使本来偏置截止的器件，就可能发生导通，而造成误动作。

因此在大功率IGBT应用中，或di/dt很高时，就难发生上述现象的发生，故对不用容量的器件，有下述三种电路见图2。

图2-A存在共地回路电位问题的，它的栅极电路地线与主电路(一)母线相通，适用于＜100A六合一封装器件，但仍要高反偏置电压5-15V。

图2-B对下半臂器件选用独立栅极电源供电，采用辅助发射极和就近驱动电源介耦电容的方法，能使接地回路噪声得到最好抑制，适用200A以下模块。

图2-C对下半臂每一个栅极驱动电路，都采用了分离绝缘电源，以消除接地回路的噪音问题，效果更好，适用≥300A的模块。

7 IGBT的损耗
是指IGBT在开通或关断过渡过程期间的功率损耗。

当PWM信号频率＞5KHZ时开关损耗会非常显著，
因此在变频器使用时，必须正确的选择载波频率值的大小，是件重要的问题。

具体如何选值，请参见2001年七期“变频器世界”期刊。

此文由张选正撰写的，题目“变频器载波频率值正确选择的依据”一文。

总之载波频率的大小与器件的开关损耗，器件的发热，电流的波形，干扰的大小，电动机噪音和振动等有关的，因此不等功率的电动机和现场条件来正确选择载波频率值大小，亦是属变频器调试中一个主要环节。

8 关于结温的大小
IGBT模块的芯片最大额定结温是150℃，在任何工作条件下，都不允许超过，否则要发生热击穿而造成损坏，一般要留余地，在最恶劣条件下，结温限定在125℃以下，但芯片内结温监测有难度，所以变频器的IGBT模块，都在散热器表面装有温控开关，其值在80-85℃之间，当达到此温度时，即因过热保护动作，从而自动停机，以确保IGBT的安全。

亦有用热敏电阻。

9 散热器的安装
IGBT模块直接固定在散热器上，螺钉一定要受力均匀，先要予紧次序是图3
①→②→③→④，最终拧紧次序是④→③→②→①可见图3。

散热器表面要平整清洁，要求平面度≤150μm，最好用力矩把手（具体值可参见应用手册），表面光洁度≤6μm，在界面要涂传热导电膏，涂层要均匀，厚度约150μm。

关于不同功率的模块散热器面积的计算，请参阅有关的设计资料。

10 参数的合理选择
参数的选择一条原则是适当留有余地，这样才能确保长期、可靠、安全地运行。

工作电压≤50%-60%，结温≤70-80%在这条件下器件是最安全的。

制约因素A、在关断或过载条件下，IC要处于安全工作区，即小于2倍的额定电流值；B、IGBT峰值电流是根据200%的过载和120%的电流脉动率下来制定的；C、结温一定<150℃以下，指在任何情况下，包括过载时。

具体选用时可查表2。

A、开通电压15V±10%的正栅极电压，可产生完全饱和，而且开关损耗最小，当<12V时通态损耗加大，>20V时难以实现过流及短路保护。

B、关断偏压-5到-15V目的是出现噪声仍可有效关断，并可减小关断损耗最佳值约为-10V。

C、IGBT不适用线性工作，只有极快开关工作时栅极才可加较低3—11V电压。

D、饱和压降直接关系到通态损耗及结温大小，希望越小越好，但价格就要大。

饱和压降从1.7V—4.05V 以每0.25—0.3V为一个等级，从C→M十个级。

11 栅极电阻Rg
它是串接在栅极电路中可见图4。

目的是改善控制脉冲前沿，后沿的陡度和防止振荡，减小IGBT集电极电压的尖脉冲值。

又因IGBT的开通或关断是通过栅极电路的充放电来实现的，所以Rg的值对动态特性产生极大的影响，具体如下述：
A、Rg值小——充放电较快，能减小开关时间和开关损耗，增强工作的耐固性，避免带来因dv/dt的误导通。

不足的是承受噪声能力小，易产生寄生振荡，使开通时di/dt变大，增加逐流二极管（FWD）恢复时的浪涌电压，具体值可参见表4。

B、Rg值大——性能与上述相反。

栅极驱动的布线对防止潜在振荡，减慢栅极电压上升，减小噪音损耗，降低栅极电压或减小栅极保护电
路的效率有较大的影响。

要注意事项如下：
A、将驱动器的输出级和IGBT之间的寄生电感减至最低。

B、驱动板和屏蔽栅极驱动电路要正确放置，以防功率电路和控制电路之间的电感耦合。

C、采用辅助发射极端子连接栅极驱动电路。

D、当驱动PCB板和IGBT控制端子不可能作直接连接时，建议用双股绞线(2转/CM小于3CM长)或带状线，同轴线。

E、栅极箝位保护电路，必须按低电感布线，并尽量放置于IGBT模块的栅极，发射极控制端子附近。

F、由于IGBT的开关会使用相互电位改变，PCB板的线条之间彼此不宜太近，过高的dv/dt会由寄生电容产生耦合噪声。

若布线无法避免交*或平衡时，必须采用屏蔽层，加以保护。

G、要减少各器件之间的寄生电容，避免产生耦合噪声。

H、用光耦器来作隔离栅极驱动信号，其最小共模抑制比要在10.000V/μS，栅极回路除上述外而防止栅极电路出现高压尖峰，一般在G、E极间并一个电阻Rge，再并二只反串的稳压二极管，以使工作更可靠、安全、有效。

Rge值在1000-5000欧之间，见图4。

12 dv/dt及短路保护
在IGBT关断时，栅极要加反向偏置，由于栅极的阻抗很大，该电流令Vge增加，恶劣条件下可达阈值电压时，则IGBT将开通，导致上下臂同时开通使桥臂每一相短路，为防止这现象的发生要注意以下几点：
A、在断态时要加足够的负栅极电压值至少-5V。

B、在关断时Rg为较低值（可见表4）。

C、栅极电路的电感Lg应降至最低。

当短路情况出现时，IGBT要继续维持在短路安全工作区内，其方法有：
A、电流传感器
B、欠饱和式但必须能测出短路到关断IGBT时间在10μs之内，常用有三种方法：
a、控制关断—减少栅极电压（有分段或斜坡减少）增加沟道内阻。

b、Vge箝位—Vge在18V以下，对小功率器件，可在G极与E极之间用齐纳二极管箝位。

c、减少tw—缩短短路持续时间，但将使关断电流增大。

13 使用注意事项
A、栅极与任何导电区要绝缘，以免产生静电而击穿，所以包装时将G极和E 极之间要有导电泡沫塑料，将它短接。

装配时切不可用手指直接接触，直到G极管脚进行永久性连接。

B、主电路用螺丝拧紧，控制极G要用插件，尽可能不用焊接方式。

C、装卸时应采用接地工作台，接地地面，接地腕带等防静电措施。

D、仪器测量时，将100Ω电阻与G极串联。

E、要在无电源时进行安装。

F、焊接G极时，电烙铁要停电并接地，选用定温电烙铁最合适。

当手工焊接时，温度260℃±5℃，时间（10±1）秒，松香焊剂。

波峰焊接时，PCB板要预热80℃—105℃，在245℃时浸入焊接3-4秒，松香焊剂。

14 IGBT的串并联
A、并联目的是增大使用的工作电流，但器件要匹配，每块Vce之差< 0.3V，还要降流使用，对600V
的降10%Ic，1200-1400V的降15%Ic，1700V的降20%Ic，这组值指≥200A的模块，并要取饱和压降相等或接近的模块才行。

栅控电路要分开，除静态均流外，还有动态均流问题，并使温度相接近，以免影响电流的均衡分配，因IGBT是负阻特性的器件。

B、串联的目的是增高使用的工作电压，其要求比并联更高，主要是静态均压及动态均压问题，尤其是动态均压有一定难度。

成都佳灵公司提出的容性母板技术（1+N）只串联动态电压箝位均压方式已处于工业实验阶段。

若动态均压不佳，要造成串联臂各器件上的Vce电压不等，造成一个过压影响同一臂一串电击穿。

C、总之IGBT的串并联应尽量避免，不要以低压小电流器件，通过串并联企图解决高电压大电流，这样做法往往失得其反，而器件增多可靠性更差，电路亦复杂化等，在不得而已的条件下，要慎重。

目今单个IGBT的电压或电流基本能满足用户的需要，随着时代发展电路的改进，将会有更高电压，更大电流的功率器问世，这是必然的。

15 智能IPM模块
智能IPM模块问世已有十年之久，目今有110KW的模块，可供变频器选用。

它是先进的混合集成功率器件，将IGBT、驱动电路、保护电路集成化，因此具有高速、高效、低耗、和优化门极驱动及保护电路，欠压锁定，用电流传感功能芯片，对过流和短路保护，更为优越的，整体的可靠性大为提高。

IPM有四种电路形式：单管封装(H)，双管封装(D)，六合一封装(C)，七合一封装(R)。

由于IPM通态损耗和开关损耗都比较低，可使散热器减小，因而整机尺寸亦可减小，又有自保护能力，减低了在开发和使用中过载情况下损坏的机率，国内外55KW以下的变频器多数采用IPM模块，亦是理所当然的。

结温还是125℃，栅控13.5-16.5V之间，就可安全地工作。

IPM有：短路保护(SC)，过流保护(OC)，欠压保护(UV)，过热保护(OT)，过压保护(OV)等较完全的。

有表3可供选用参考。

16 变频专用功率集成模块PIM
最近5年内问世的，专供变频器主电路使用的综合集成功率器件。

例德国慕尼黑TYCO公司生产的2.5-66A 1200V系列，4-75A 600V系列，它包含了单相/三相输入整流桥+制动单元（或PFC功率因数单元）+六单元IGBT+NTC温度监测。

但不包括驱动电路。

有的专业厂例富士等将整流、制动、IGBT、保护、驱动、控制全部一体化集成模块，那样使用更方便、安全、可靠。

其特点是：
A、集成全部器件及电路；
B、体积小，功率大，损耗低，较稳定；
C、优化内部布线，减少寄生噪音；D有完全的自保护电路，具有快速、灵敏；E、唯一不足的是当其中有一个器件坏时，将造成整体的报损，它不同于分离方式模块，只局限于损坏的更换就可。

17 对IGBT的Vge与Vce的加压次序
众所周知变频器内部的测量电路、保护电路、驱动电路、转换电路、隔离电路、CPU、栅极电路等，所用的电子器件，例TTL、COMS、运放、光耦等都由开关电源提供所需的不同电压值，对IGBT来讲Vge 是由开关电源提供±5-15V电压，但Vce是由主电路经三相整流桥滤波后的DC电源（P N ）提供的，为确保IGBT的使用安全及误导通，故对Vge与Vce加电压次序有要求。

必须是先加Vge且待稳定后（截止偏压-15V，导通偏压+15V），再可加Vce。

切莫当G极悬空或未稳定时就加Vce（几百一千伏），因为Cgc 极间的耦合电容就可将IGBT误导通，以致过高的dv/dt造成电击穿而损坏。

为避免上述现象的发生一般用延时电路方法，使Vce延时Vge约0.2秒，这样大大的提高了使用上安全性、可靠性，尤其是中、大功率的器件更应注意的。