FLYBACK SWITCHING POWER SUPPLY各主要元件设计参考

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反激式开关电源(flyback)环路设计基础

反激式开关电源(flyback)是一种常见的电源结构，广泛应用于电子设备中。

它具有结构简单、成本低廉、效率高等优点，在消费电子、工业控制和通信设备等领域被广泛应用。

本文旨在介绍反激式开关电源环路设计的基础知识，包括工作原理、设计步骤和注意事项。

一、反激式开关电源的工作原理1.1 反激式开关电源的基本结构反激式开关电源由输入滤波器、整流桥、高频变压器、功率开关器件、输出整流滤波器、控制电路等组成。

其中，高频变压器是反激式开关电源的关键部件，通过变压器实现输入电压的隔离和变换，功率开关器件则控制变压器的工作状态，实现电源的调节和稳定输出。

1.2 反激式开关电源的工作原理反激式开关电源通过功率开关器件周期性地将输入电压斩波，将输入电能存储在变压器的磁场中，然后再将其转换为输出电压。

在工作周期的后半段，存储的能量释放到输出负载上，从而实现对输出电压的调节。

通过控制功率开关器件的导通时间和断态时间，可以实现对输出电压的调节和稳定。

二、反激式开关电源环路设计的基础知识2.1 反激式开关电源的设计步骤（1）确定电源的输入输出参数：包括输入电压范围、输出电压、输出电流、负载调整范围等；（2）选择功率开关器件和高频变压器：根据电源的输入输出参数和工作频率选择合适的功率开关器件和高频变压器；（3）设计反激式开关电源的控制电路：根据所选的功率开关器件和高频变压器设计相应的控制电路，包括PWM控制电路、电源启动电路等；（4）设计输入输出滤波器和保护电路：设计输入输出滤波器，保证电源的输入输出稳定和干净，设计过压、过流、过温等保护电路，保证电源的安全稳定工作。

2.2 反激式开关电源环路设计的注意事项（1）磁性元件的设计：高频变压器和输出感应元件的设计是整个反激式开关电源设计的关键，应合理设计磁芯、线圈匝数等参数，保证磁性元件承载功率、效率和体积的平衡；（2）功率开关器件的选择和驱动：应选择合适的功率开关器件，并设计合理的驱动电路，保证功率开关器件的可靠工作和转换效率；（3）控制电路的设计：应根据功率开关器件的工作特性和工作频率设计合适的PWM控制电路和反馈控制电路，保证电源的稳定可调；（4）输入输出滤波器和保护电路的设计：应合理设计输入输出滤波器和保护电路，保证电源的输入输出稳定和安全可靠。

反激变换器(Flyback)的设计和计算步骤

反激变换器(Flyback)的设计和计算步骤齐纳管吸收漏感能量的反激变换器：0. 设计前需要确定的参数A 开关管Q的耐压值：VmqB 输入电压范围：Vinmin ～VinmaxC 输出电压VoD 电源额定输出功率：Po（或负载电流Io）E 电源效率：XF 电流/磁通密度纹波率：r（取0.5，见注释C）G 工作频率：fH 最大输出电压纹波：Vopp1. 齐纳管DZ的稳压值VzVz <= Vmq ×95% - Vinmax，开关管Q承受的电压是Vin + Vz，在Vinmax处还应为Vmq保留5%裕量，因此有Vinmax + Vz < Vmq ×95% 。

2. 一次侧等效输出电压VorVor = Vz / 1.4（见注释A）3. 匝比n（Np/Ns）n = Vor / (Vo + Vd)，其中Vd是输出二极管D的正向压降，一般取0.5～1V 。

4. 最大占空比的理论值DmaxDmax = Vor / (Vor + Vinmin)，此值是转换器效率为100%时的理论值，用于粗略估计占空比是否合适，后面用更精确的算法计算。

一般控制器的占空比限制Dlim的典型值为70%。

-----------------------------------------------------------------------------上面是先试着确定Vz，也可以先试着确定n，原则是n = Vin / Vo，Vin可以取希望的工作输入电压，然后计算出Vor，Vz，Dmax等，总之这是计算的“起步”过程，根据后面计算考虑实际情况对n进行调整，反复计算，可以得到比较合理的选择。

-----------------------------------------------------------------------------5. 负载电流IoIo = Po / Vo，如果有多个二次绕组，可以用单一输出等效。

Flyback开关电源工作原理及测试要点解析

压敏电阻虽然能吸收很大的浪涌电能量，但不能承受毫安级以上的持续电流，在用作过压保护时必须考虑到这一点。压敏电阻的选用，一般选择标称压敏电压 V1mA和通流容量两个参数。
Flyback电路设计
2. 压敏电阻MOV的选取
a 为电路电压波动系数，一般取值1.2. Vrms 为交流输入电压有效值。 b 为压敏电阻误差，一般取值0.85. C 为元件的老化系数，一般取值0.9. √2 为交流状态下要考虑峰峰值。 V1mA 为压敏电阻电压实际取值近似值
测试条件：开关机瞬态，AC打火，Surge测试，输出OLP，输出短路，Dynamic Load。
Flyback电路分析和测试要点
4. 输出整流滤波电路由输出整流肖特基二极管和滤波电容/电感组成。 R17/C14为RC滤波线路，用于在D7/D9截止工作时平滑尖峰信号，改善EMI和 D7/D9反向电压应力作用；R24为假负载，用于改善间歇振荡现象；LG2为共模滤波电感。关键测试点：D7/D9正向导通电流Ifav、反向电压应力Vr、结温Tj，C9/C10纹波电流和Tc。测试条件：开关机瞬态，AC打火，Surge测试，输出OLP，输出短路，Dynamic Load。
Flyback电路设计
3. NTC热敏电阻的选取 NTC是以氧化锰等为主要原料制造的精细半导体电子陶瓷元件。电阻值随温度的变化呈现非线性变化，负温度系数NTC电阻值随温度升高而降低。作用：抑制开机时产生的Inrush。
1 1 Rt Rn exp[B ( )] T 1 Tn 2Uin max 375 Iinrush A 75A Rt ESR( L C ) 5
什么是Flyback？
反激式开关电源：输出端在变压器原边绕组断开电源时获得能量，英文名称叫 Flyback Transformer

高频FLYBACK 变压器巧合电感器最佳之设计

Orlando文檔高頻FLYBACK 變壓器(偶合電感器)最佳之設計莊榮源飛瑞股份有限公司△.前言:由於市場日益競爭,如何將產品的價格降低,體積縮小,品質提高變成現今大家所共同努力的目標.而在Switch Power Supply 的領域裡,變壓器是非常重要的一部份,而Flyback 變壓器更在其中佔了舉足輕重的地位.如何將變壓器最佳化,就顯得額外的重要.我們可以從很多SPS書籍中獲得Flyback 變壓器的設計方法,雖然不盡相同,卻是大同小異.就一個設計者的角度來說,設計一個Flyback變壓器並不難,只要將設計的參數訂定,依照書上所寫的設計步驟,一個變壓器就誕生了,在這變壓器誕生的同時,你難道不會懷疑,這變壓器是否為最佳的變壓器呢?因為在這設計的參數裡還隱藏了不確定的因數.例如Flyback 變壓器初級測電感值參數的訂定,你如何能確定你剛開始設計所選定的感值對這顆變壓器是最佳感值呢?本文將針對設計參數做進一步的探討,以達到變壓器的最佳化.△.變壓器設計:在實際設計變壓器時,有兩個原則是必須注意到的:(1)溫升:這是設計變壓器最主要的項目和目的,安規裡有規定變壓器的最高溫升,變壓器的溫升需在安規的限制範圍內.例如: class A 的絕對溫度不能超過90°C ; class B 不能超過110°C 等等,這都是我們設計必須遵循的準則.(2)經濟:想在這市場上與人競爭,經濟考量是不可或缺的,尤其是變壓器往往是機器COST中的主要部分之一,所以如何將變壓器的價格,體積,品質掌握到最佳,就是我們所努力的方向.1.設計步驟:要將變壓器最佳化,需將不同的參數重複代入計算,如果利用Excel 的方程式或利用程式語言將公式寫下來,這樣將變得很簡單,只要改變參數就可得到結果.(1).參數的訂定:在設計變壓器之前,需先預定一些參數,很多書籍上這些參數都不同,不同的設計參數,設計流程亦不同,現在針對Flyback變壓器最常用的設計參數:輸入電壓:Vin,輸入的頻率:fs,最大Duty cycle : Dmax,初級與次級圈數比: N,初級電感值: Lp,輸出電壓:Vo,輸出最大:Wo.線圈的電流密度:J, 最大磁通密度: Bmax, 最大繞線因數:Kw(2)由這些設計參數算出:△Duty on (初級測導通的比例)△Duty off (次級測導通的比例)△初級交流電流值(ΔIpp)△初級電流Peak 值(Ip(peak))△初級電流RMS值(Irms)Orlando 文檔,則操作於CCM 1>+off on D D 以此作為分隔CCM 與DCM.若只改變Lp 的值,其餘預定參數固定,將得到一Lp 與AcAw 的關係如下.感值愈大,所需的變壓器愈大.3.變壓器core 的選擇:再選擇core 之前,有幾點是必須注意與了解的:i.core loss 的溫度特性: 依據機器所規定的周溫,當core 的溫度上升時,我們希望其core loss 是隨著溫度而下降,如此才比較不會有熱跑脫的現象發生.ii.當銅損=鐵損時,效率最高.iii.變壓器的大小直接影響到系統的操作模式,所以必須清楚DCM 與CCM 的優缺點,才能選擇到最適合需求的core.iv.符合最經濟的原則:也就是說10元能符合規格與需求決不多花1毛錢.v.選擇的core 愈大,效率不一定愈高,但散熱面積愈大,溫升會愈低.若了解以上幾點後,依據需求選定變壓器的core. 例如:若在乎的是散熱問題,可選擇大一點的core 和core loss 較小的core(如: MPP core ); 若在乎的是體積和價格,可以選擇較小與市場上價格較低的core(如: PC30 , PC40 ,MZ4 ,EE ,EI core )若core 的大小不知如何選擇,建議先選擇符合2 倍Boundary 感值計算出來Ac*Aw 的core.4.變壓器最佳化:當你選定core 之後,可得知其Ac*Aw 的值.在小於Ac*Aw 的原則下變動預設參數感值Lp 與電流密度,也就是等於改變銅損與鐵損之間的關係.可以得到Lp 與Loss 之間的關係圖如下.當PCu(銅損)=PFe(鐵損) 時,Total Loss 接近最低值.此感值正是最佳的選擇.Orlando Core Loss (鐵損)與材料特性有關,製造商會提供單位鐵損的相關資料式:N M Fe f B K P )(∆=△B:磁通密度變化量, 810⨯=∆fA N D VB c p on in ;M 和N 依材質不同而異.Core Loss = PFe * Ve Ve : Core 的體積Couple Loss(銅損)與操作頻率和使用線徑有關,各種線徑的線材都會提供單位長度的直流電阻值,但除了線徑中的標準流集膚效應所產生的繞線電阻增量. rms Cu I P =W : Layer width 當算出Total Loss = core loss + couple loss 符合安規的標準.當溫升過高時,表示選的core 太小縮小以達到最經濟之原則.( 實際的溫升會比此公式算出的溫升高s Loss Total A P T ⋅⨯≈∆800w c s A A A 34≈As :散熱表面積2cm 一切都決定後,就剩下繞線的方法.若要降低漏感,最好是用三明治繞法EMI 則可加入法拉第銅環.(它可降低一,二次測的雜散電容Differential mode noise 不易經由變壓器的雜散電容傳導出去在一開始就得決定加不加法拉第銅環.Orlando 文檔2.理論計算:由設計理論可以算出下列的值:Duty on (初級測導通的比例) =0.464Duty off (次級測導通的比例) =0.536初級交流電流值 (ΔIpp) = 2.321A 初級電流 Peak 值(Ip(peak)) = 3.554 A 初級電流RMS 值 (Irms) = 1.693 A 初級線圈的線徑 (Φp) = 0.576 mm 次級電流 Peak 值(Ip(peak)) = 4.620 A 次級電流RMS 值 (Irms) = 2.365 A 初級線圈的線徑 (Φs) = 0.680 mm 集膚深度mm 22.0=δ所以選擇線徑< 0.44 mm 的線徑0.2mm 多股並繞,N1用8條,N2 用12條0.22mm 線徑並繞.JIS 2種線材0.2mm 線徑最大完成外徑為0.22mm有效磁路面積與鐵心可繞面積的乘積(Ac*Aw)= 1147.34mm 3.core 的選擇選擇core EE19 ,材質PC40 ,其Ac*Aw=1258.56,4mm core loss 在接近100 °C 時最低.Bsat (25°C) = 5100 G Bsat (60°C) = 4500 G Bsat (100°C) = 3900 G Bsat (120°C) = 3500 G Ac = 22.8 2mm Aw = 55.2 2mm Ve = 889.5 3mm 平均每匝長度MLT = 43.1mm4.變壓器的最佳化:JIS 2種線材0.2mm 線徑最大導體電阻=577.2 ohm/Km 工作溫度90°C 時, 最大導體電阻=736 ohm/Km代入變壓器正常操作下的輸入電壓27.5V,在符合Ac*Aw<1258.56的條件下,改變Lp 與J 可求得下列關係圖:4mm當Lp 感值=40uH, N1=22.83 ,7.86條並繞 , N2=17.56, 13.56core loss = 0.288couple loss =0.358 ,Total Loss 最低= 0.646W,代入下式,算出其慨略溫升06.12=≈w c s A A A 34,C A P T s Loss Total ︒=⨯≈∆⋅.980042取感值Lp = 40uH, N1 =22 ,0.2mm 8條並繞△.結論:在實際設計上,用常態電壓去做變壓器最佳的設計必須注意到為提供足夠的能量,電流會往上升,若預定的Bmax 面的實例設計為例,最低壓時, Ip= 3.44A ,Bmax = 2741Gauss,。

反激式开关电源钳位电路回路 -回复

反激式开关电源钳位电路回路-回复什么是反激式开关电源钳位电路回路？反激式开关电源钳位电路回路（Flyback Switching Power Supply Clamping Circuit Loop）是一种用于反激式开关电源的电路回路，用来实现电路的稳定运行和提高电源的效率。

该电路回路通过控制电感储能和输出负载来实现电源的稳定输出，并且通过回路中的元件对电源输出信号进行剪波和调整，以达到预期的电源输出稳定性和质量。

反激式开关电源钳位电路回路的原理是通过开关管进行周期性的开关操作，将输入的直流电压转换为高频脉冲信号。

这些脉冲信号经过变压器的变压变流作用，形成输出交流电。

然而，在这个过程中，由于变压器和开关管本身的特性以及负载变化等原因，会产生一些电压波动和噪声。

为了解决这些问题，反激式开关电源钳位电路回路涉及到多个关键元件和设计技巧。

下面将一步一步介绍如何设计一个简单的反激式开关电源钳位电路回路。

首先，在设计反激式开关电源钳位电路回路之前，需要了解所需的输出电压和电流范围。

根据负载的要求和应用场景选择合适的变压器和开关管。

接下来，选择一个合适的电感元件。

电感元件在反激式开关电源中起到储能和滤波的作用。

它能够将开关管的开关信号转换为稳定的输出电流。

合适的电感元件可以根据预期的输出电流和开关频率来选择。

较大的电感值可以实现更好的滤波效果，但也会增加体积和成本。

较小的电感值则可以减小体积和成本，但可能会影响输出质量。

然后，需要选择合适的电容元件。

电容元件通常用于剪波和稳定输出电压。

它能够吸收电源中的噪声和波动，使输出电压更稳定。

合适的电容值可以根据预期的输出电压波动范围和频率响应来选择。

较大的电容值可以实现更好的稳压效果，但也会增加体积和成本。

较小的电容值则可以减小体积和成本，但可能会影响输出电压的稳定性。

另外，一个关键的元件是钳位二极管。

钳位二极管用于限制输出电压的峰值，防止过压损坏负载。

选择合适的钳位二极管需要考虑预期的输出电压和电流，以及其反向耐压和反向电流特性。

电源设计实例

FLYBACK PRACTICAL DESIGN EXAMPLESWITCHING POW ER SUPPLY SPECIFICATION1. INPUT:1.1 VOLT AGE: UNIVERSAL AC 90V-AC260V SINGLE PHASE.1.2 FREQUENCY: 47Hz-63Hz.1.3 RMS CURRENT: 2A Max.1.4 INRUSH CURRENT:30A Max. WHILE COLD ST ART AT PEAK ONFULL LOAD, 25℃AMBIENT.1.5 EFFICIENCY:70% Min. AT NOMINAL LINE INPUT, FULL LOAD.2. OUTPUT:BANDWIDTH FREQUENCY OSCILLOSCOPE, AND ADD 0.1uFMULTILAYER CAPACITOR AND A 22uF ELECTROLYTICCAPACITOR AT OUTPUT CONNETCTOR TERMINAL3. TIME SEQUENCEE:3.1 RISE TIME: 70mS Max. AT NOMINAL LINE VOLTAGE, FULL LOAD.3.2 TURN-ON DELAY TIME: 1000mS Max. AT NOMINAL LINE VOLT AGEFULL LOAD.3.3 HOLD-UP TIME: 20mS Min. AT 230Vac/50Hz INPUT, 16ms Min. AT115Vac/60Hz INPUT. FOR OUTPUT, AT FULL LOAD 4. PROTECTION:4.1 OVER VOLT AGE PROTECTION: OVP AT 110-140%4.2 SHORT CIRCUIT PROTECTION:THE OUTPUT WITHST AND AN INDEFINITE SHORT CIRCUITWITHOUT DAMAGE TO THE POWER SUPPLY4.3 OVER POWER PROTECTION:WHEN OUTPUT POWER EXCEEDS 110%-160% OF RATED LOAD,THE POWER SUPPLY WILL SHUT DOWN.4.3 WHEN PROTECTION CIRCUIT IS WORKING, THE POWER SUPPLYWILL SHUT DOW N. ONCE THE ABNORMAL CONDITIONS AREREMOVED, THE POWER SUPPLY WILL REST ART AUTOMATICALLY. 5. SAFETY REQUIREMENT:5.1 THIS POWER SUPPLY IS DESIGNED TO MEET FOLLOW INGST ANDARDS:1) UL 1950.2) CSA 22.2 NO. 0-M1982; BULLETIN 1402C.3) IEC 9505.2 DIELECTRIC WITHST AND:1) PRIMARY TO SECONDARY: 1500Vac FOR 1 MINUTEE.2) PRIMARY TO SAFETY GROUND: 1500Vac FOR 1 MINUTE.5.3 LEAKAGE CURRENT: 3.5mA Max. AT 245 Vac6. CONDUCTED EMI REQUIREMENT:1) FCC DOCKET 20780, PART 15, SUBPART J, CLASS B.2) BZT Vfg 243/1991 CLASS B.7. ENVIRONMENT:7.1 OPERATING TEMPERATURE : 10℃TO 50℃.7.2 OPERATING RELATIVE HUMIDITY: 20% TO 90%. 7.3 STORAGE TEMPERATURE : -20℃ TO 60℃. 7.4 STORAGE RELATIVE HUMIDITY: 10% TO 90%. 7.5 COOLING: SHOULD OPERATE WITHOUT FAN FLYBACK DESIGN THEORY:Considering Power MOSFET Vds stress is safe, and current level capacity is enough.Decide turn ratio by N Vf Vo Vc stress Vds )(2.1(max))(++=The maximum duty D NVf Vo on Vds Vin NVf Vo D )()((min))(max ++-+=NVf Vo on Vds Vin NVf Vo D )()((max))(min ++-+=Pout=1/2 Lp*Ipp 2*fVinmin=Lp*Ipp*f/DIp=2*Pout/(Vinmin*Dmax)Lp=VinminDmax/(Ipp*f)DETERMINE DCM/CCM BOUNDARY I OB =Io(max)*(X % PERCENT AGE)Vdc(BOUNDARY)=VdcDECIDE DUTY CYCLE AND CALCULATE TURN RATIOmax 1max*)((min)D D Vf Vo Vdc N -+= WHERE N : TURN RATIO Np/Ns D(max) : MAX . DUTY CYCLE Vdc(min)=MIN. DC VOLT AGE Vo : OUTPUT VOLT AGEVf : DIODE FORWARD VOLT AGE DROPIF N IS DECIDED, THEN RECKECK D(max)(min))(max 1max Vdc Vf Vo N D D +=-DETERMINE SECONDARY PEAK CURRENT IN DCM/CCMDECIDE SECONDARY WINDING INDUCT AANCE LsISB Ts D Vf Vo Ls ∆-+=max)1()(DECIDE PRIMARY WINDING INDUCT ANCE Lp in CCMFor energy transfer, ηPo fs Ib Ip Lp =⋅-⋅⋅)(2122And,)1(Krp Ip I Ip Ib -⋅=∆-=Therefore, fsKrp Ip PoLp ⋅-⋅⋅=)21(2η*(1/Krp)Lp = N 2LsDETERMINE SECONDARY PEAK CURRENT IN CCMηmin*_V Po avg Ip =Navg Ip avg Is __=Wave form factor Krp : IpeakI Krp ∆=Peak current Ipeak (Ip): KrpD Iavg Ipeak -⋅=22maxRipple current ΔI:)max(2D Iavg Ip I -⋅=∆RMS current Irms: )13(max 2+-⋅⋅=Krp Krp D Ip IrmsBac =Krp * Bmax2max 1(max)2max 1(max)2max)1(*)2((max)IsBD Io IsIsB Isp IsB D Io Is D IsB Is Io ∆+-=∆+∆=∆→∆--=∆→-∆+∆=DETERMINE PRIMARY PEAK CURRENT IN CCMNIspIpp ∆=∆Loss allocation factor Z Z=0.5~0.7fs Ipk Lp Z Po ⋅⋅⋅=+-⋅221)1(ηηη CALCULATE APPARENT POWERPo Po Pt +=ηDECIDE CORE SIZE(1+K) Bmax + Br < Bsat Set K=0.2; Bac=0.5*BsatAc*Ae=(25.32*Lp*Ipp*d*d)/BmaxKuJ Fs Bm Pt Ac Wa Ap 210*4==WHERE Wa : WINDOW AREA, cm 2Ae : EFFECTIVE CROSS-SECTIONAL AREA, cm 2Ku : WINDING FACTOR, 0.2-0.5J : CURRENT DENSITY , A/cm 2Fs : OPERATING FREQUENCY , HzBm : Magnetic flux density , TPt : total power including output and input powerCALCULATEE PRIMARY TURNS Np: AeB IpeakLp Ae B I Lp fs Ae Bac D V Np ⋅⋅≅⋅∆∆⋅=⋅⋅⋅=max max minDETERMINE AIR GAPro LeLpAeNpLg μμ-⋅⋅=2reff LeLg μμ11-=CALCULATTE SECONDARY TURNS NsNNp Ns =CALCULATE AUXILIARY WINDING TURNS NAVavF Vcc NA Vf Vcc Va NA TURN VOLTS NsVf Vo Va 11*)/(+=→+=+=DETERMINE WINDING WIRE SIZE241Φ⋅⋅==πJ Irms AwIrms 33.0≅ΦWHERE Aw : WIRE AREA; cm 2DESIGN THEORYCONSIDER DRAIN-SOURCE BREAKDOWN VOLT AGE BVDSS (COLLECTOR-EMITTER BREAKDOWN VOLT AGE BVceo)BVDSS (BVceo) > Vdc(max) + N(Vo+Vf)CONSIDER CONTINUOUS DRAIN CURRENT ID (D.C. COLLECTOR CURRENT Ic)max)1((max)max )(D N Io D Ic ID ->CONSIDER PULSED DRAIN CURRENT I DM (PEAK COLLECTOR CURRENT Ic(peak))max)1((max))]([D N IOB Io Ipp peak Ic I DM -+=∆>CONSIDER MOSFET ST ATIC DRAIN-SOURCE ON-ST ATE RESIST ANCE RDS(ON) [TRANSISTORR COLLECTOR SATURATION VOLT AGE Vce(sat)]DESIGN THEORYCONSIDER REPETITIVE PEAK REVERSE VOLT AGE VRRMVo N Vdc V RRM +⎥⎦⎤⎢⎣⎡>(max)CONSIDER AVERAGE OUTPUT RECTIFIED CURRENT Io(avg)Io(avg) > Io(max)CONSIDER NON-REPETITIVE PEAK SURGE CURRENT IFSMmax1(max)D IOBIo Isp IFSM -+=∆> DESIGN THEORYCALCULATE OUTPUT CAPACIT ANCVo TsD Io RL Vo Ts D Vo Co ∆=∆≥max (max)(min)maxCHOOSE CAPACITOR RATED VOLTAGE W.V. > 1.2*VoCALCULATE R.M.S. RIPPLE CURRENT()2(min)max 112max max 1max(min))(⎥⎦⎤⎢⎣⎡-+->Ls Ts RL D D D D RL Vo rms IrippleCALCULATE E.S.R. OF CAPACITORIOBMIN Io D Vo Isp Vo ESR +-∆=∆∆≤)(max)1((max) FLYBACK DESIGN EXAMPLE[DESIGN ENVIROMENT RATING]CONDITION: Po=30W, EFF=0.7,P .F.=0.6, Vac(min)=90V Vin: Bmax Iin: D: Pout: Circuit T opologyTransformer Electrical Diagram Minimum Working AC input Voltage VACMINVolts Minimum Working DC input Voltage VDCMIN Volts Maximum Working AC input Voltage VACMAX Volts Maximum Working DC input Voltage VDCMAX Volts AC Mains Frequency Range FAC HertzBridge Rectifier Conduction Time Estimate TC mSeconds Input Bulk Filter Capacitor CIN uFarads PWM Switching Frequency Range FS Hertz Permit Maximum Operation Duty D % Voltage Regulation VR % Output Voltage VO(n) Volts Output Rectifier Diode Forward Voltage Drop VD Volts Output Current Io(n)AmperesOutput Power Po(n)Watts Switch on-state Drain to Source Voltage VDS Volts Efficiency Estimate EFF % Loss Allocation Factor LAF Safety Class CLASS[FUSE DESIGN SECTION] Max. INPUT CURRENTFUSEA CHOOSE AI 1794.06.0*7.0*9030(max)→==BECAUSE THEE ADAPTOR IS UNIVERSAL INPUTCHOOSE 250V VOLT AGE RATING FUSEEIF THE MAX INRUSH CURRE NT IS 12A, TIME DURATION IS 10mS,THEN[Ii 2t] = (12)2 * (10 * 10-3) =1.44IF WE CHOOSE 1A FUSE OF "2AG FAST-ACTING" TYPE, THEN FROM CURRENT-TIME CHART WE CAN GET THE CURRENT ABOUT 8A IN THE 10mS CONDITION. THEREFORE, THE ENERGY IS[Ii 2t] = (9)2 * (10 * 10-3) =0.81BECAUSE [I 2t] < [Ii 2t], SO WE CAN NOT USE THIS TYPE FUSE.CHOOSE ANOTHER 1A FUSE OF "2AG SLOW-BLOW" TYPE, THEN WE CAN GET THE CURRENT ABOUT 23A IN TTHE 10mS CONDITION. THEREFORE, THE ENERGY IS[Ii 2t] = (23)2 * (10 * 10-3) =5.29IF THE THERMAL AGEING COEFFICIENT "A" IS 0.3, THENA[I 2t] = 0.3 * 5.29 = 1.59 SOA[I 2t] > [Ii 2t] WE CAN CHOOSE THIS TYPE FUSE.[NTC DESIGN SECTION]CONDITION : Po=30W, η=0.7, PF=0.6, Vac(spec) = 230V, Vac(min)=90VZERO POWER RESIST ANCE RT)(7.730230OHM AVRT =≥ MAXIMUM PERMISSIBLE CURRENT ITA IT 794.06.0*7.0*9030=≥THEREFORE, WE CHOOSE "UEI" NTC THERMISTORR "N10SP010", WHICH R T =10 (OHM) I T =3.0A[RECTIFIER DESIGN SECTION] MAX . DC BLOCKING VOLT AGE V PIV 374264*2==MAX . AVERAGE FORWARD RECTIFIED OUTPUT CURRENTAPo Idiode 334.07.0*12830128===ηCHOOSE RS105 BRIDGE DIODE 1A/600V[BULK CAPACITOR DESIGN SECTION]CAP .VALUE222)75()2*90()60*7.0/30(min (min)2-=-=V pk V Win Cub =67.6μFRIPPLE CURRENTA rms Icin 476.090*7.030)(==WORKING VOLT AGEV Vcin W 3.373264*2(max).==CHOOSE 68uF/400V RUBYCON USP SERIES[VARISTOR DESIGN SECTION][X’FM DESIGN SECTION] PRACTICAL DESIGNWINDING AREA ALLOCATION FACTOR 1:3 Core T ype Core Bobbin T ype BobbinCore Saturated Flux Density 100℃ BS T esla Core Rest Flux Density 100℃ BR T esla Core Effective Cross Sectional Area AE cm^2 Core Effective Path Length LE cm Core Volumn/Weight VC cm^3Core Loss Density Pb Watts/cm^3 Ungapped Core Effective Inductance AL nH/T^2 Bobbin Effective Widing Area AC mm^2 Bobbin Physical Winding Width BW mm Safety Margin Width MW mm Frenquency Range F Hz ui He A/mCHOOSE CORE MATERIALFERRITE----------Mn-ZnEFFECTIVE SATURATION MAGNETIC FLUX DENSITY Bsat 5000 Gauss CHOOSE CORE MANUFACTORY AND FERRITE MATERIAL 1. TDK------PC30, PC40 2. THOMSON------B50 3. TOMIT A------2E6 4. FUJI------H455. TOKIN------2500B, 2500B26. SIEMENS------N27, N67, N877. MAGNETICS------R, P , F MATERRIAL 8. FERROXCUBE------3B7, 3C8 9. SATCKPOLE------24B 10. INDIANA GENERAL------11. NIPPON FERRITE------SB-5S, GP-5, GP-7 12. 川鐵------MB-313. HIT ACHI------SB7C, SB9C 14. PHILIPS------3C80, 3C85, 3F315. NIPPON CERAMIC------NC-1M, NC-2M 16. MITSUBISHI------NZ, NK, NA, NX 17. SAM HWA------SB-5S, GP-5, GP-7CHOOSE CORE TYPE1. EI TYPE 5. LP (FQK) TYPE2. EE TYPE 6. RM TYPE3. EER TYPEE 7. EPC TYPE4. PQ TYPE 8 .ETD (EC) TYPECONDITION : Po=30W, Fs=40KHz,η=0.7,Vo=15V,Io=2ADCM/CCM BOUNDARYIOB = Io(min) = 65%*Io(max)= 0.65*2 =1.3AVdc(BOUNDARY)=100VdcMAX . DUTY CYCLE AND TURN RATIOASSUME Dmax = 0.45511.545.0145.0*115100max1max *)((min)=→=-+=-+=→N CHOOSE D D Vf Vo Vdc NRECHECK D(max)44.0max 100)115(*5max 1max =→+=-D D DIN DCM / CCM △IsB SECONDARY PEAK CURRENT44.0 max 100)115(*5max12=→+=-=∆DDIIsB OBIp=2*Pout/Vinmin*DmaxLp=Vinmin*Dmax/(Ipp*f)DECIDE Ls()()()()()uHISBTsDVfVoLs28.4864.410*40/144.01115max13=-+=∆-+=DECIDE LpLp = N2Ls = (5)2*48.28=1.207mHIN CCM △Isp SECONDARY PEAK CURRENTAISBDIoIsp89.5264.444.0122max1(max)=+-=∆+-=∆IN CCM △Ipp PRIMARY PEAK CURRENTANIspIpp178.1589.5==∆=∆APPARENT POWER PtWPoPoPt86.72307.030=+=+=ηCORE SIZE Ku =0.6Ac*Ae=6.33*Lp*Ipp*d*d/Bmax/Ku4344456.02.050010402.0210*86.72210*cmKuJ Fs Bm Pt Ac Wa Ap =+++++===CHOOSE EER-28 JPP-4 FERRITE CORE, CORE DAT A AS FOLLOW ING : Ae: 85.4mm2 Ac:141.25mm2 Ve=6353.8mm3Ac*Ae=1.206cm4PRIMARY TURNS NpTURNSAcBm Ipp Lp Np 6010*18.1*2.0178.1*10*207.1*43==∆=--SECONDARY TURNS NsTURNS N Np Ns 12560=== AUX . WINDING TURNS NATURNSNA CHOOSEVaVf Vcc NA TURNSVOLTS Ns Vf Vo Va 1375.12333.11161/333.112115=→=+=+==+=+=WINDING WIRE SIZE29#10*86.05001*100)7.0/30()(23AWG CHOOSEcmJIp Np AW -===27#10*15005.0)()(22#10*45002)()(2323AWG CHOOSEcmJNA Io NA AW AWG CHOOSE cm J Ns Io Ns AW →===→===--[POWER MOSFET DESIGN SECTION]DRAIN-SORCE BREAKDOW N VOLT AGEE BVDSSBVDSS > Vdc(max) + N(Vo+Vf)=360+5*(15+1)=435VCONTINUOUS DRAIN CURRENT IDA D N Io D ID 314.0)44.01(*52*44.0max)1((max)max =-=->PULSED DRAIN CURRENT IDMAD N IOB Io Ipp IDM 18.1)44.01(*53.12max)1((max)=-+=-+=∆>CHOOSE 2SK118 MOSFET (TOSHIBA), THE RATING ARE : BVDSS (VDSS) = 600V ID=6AIDM (IDP) = 24A RDS(ON)=0.95(OHM)[OUTPUT DIODE DESIGN SECTION]REPETITIVE PEAK REVERSE VOLT AGE VRRMVVo N Vdc VRRM 8715)5360((max)=+=+⎥⎦⎤⎢⎣⎡>AVERAGE OUTPUT REECTIFIED CURRENT Io(avg) Io(avg) > Io(max) = 2ANON-REPETITIVE PEAK SURGE CURRENT IFSMA D IOBIo Isp IFSM 89.544.013.12max1(max)=++=-+=∆>CHOOSE BYQ28-100 ULTRA FAST-RECOVERY DIODE (PHILIPS)VRRM=100V Io(avg)=10A (TW O DIODE) IFSM=50A VFM=0.85V[OUTPUT CAPACITOR DESIGN SECTION]OUTPUT CAPACIT ANCEuFVoTsD Io Co 14715.0)10*40/1(*44.0*2max (max)3==≥CHOOSE 2200uFCAPACITOR RATED VOLT AGEEW.V. > Vo = 15VCHOOSE RATED VOLTAGE 25VR.M.S. RIPPLE CURRENT()()()ALs Ts RL D D D D RL Vo rms Iripple 210*28.4810*40/1*5.7*44.011244.044.0144.05.715(min)max 112max max 1max(min))(2632=⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎣⎡-+-=⎥⎦⎤⎢⎣⎡-+->-CHOOSE RUBYCON YX B SERIES CAPACITOR 2200uF/25V, THE RIPPLE CURRENT ISIripple(rms)=1.646A (AT 105℃ ,100KHZ)BUT IN 85℃ , 50KHZ, THE R.M.S. RIPPLE CURRENT ISIripple(rms)=1.646*1.7*0.89=2.74AWHICH CAN SATISFY THE ABOVE REQUIREMENTE.S.R. OFF CAPACITOR45.25132)44.01(*15.0(max)2max)1((max)=+-=+-∆≤IOBIo D Vo ESR2200uF/16ESR=29m (OHM)CAN NOT SATISFY THE REQUIREMENT , MUST ADD ANOTHER LC FILTERDECIDE Lc FILTERASSUMEFs CfLf 10121≤π IF CHOOSE Lf = 10uH, THENuFCf Cf5.15810*40*101*10*102136==-πCHOOSE Cf = 1000uF / 16V[OUTPUT REGULATION DESIGN SECTION] [OUTPUT PROTECTION DESIGN SECTION] [PWM CONTROLER IC DESIGN SECTION] [FEEDBACK LOOP GAIN DESIGN SECTION] [THERMAL DESIGN SECTION] [EMC FILTER DESIGN SECTION]附件1附件2。

Flyback 工作原理及变压器设计(10.22)

• 总结： • CCM 和DCM模式：CCM初级的峰值电流小，变压器转换效率高，在相同的ESR输出电容前提下，能得到较小的纹波，但是电感量的增加，会使铜损增大，在频率不变的前提下，只能使变压器体积变大。DCM 具有设计简单，回路稳定性相对CCM 要好。（CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益偏离低频段和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数 “ 右半平面零点 ”引起的不稳定。）
• 推算反射电压(Vref)：Vo/Vref=N2/N1 , Vo/Vin=D*Ns/(1-D)Np • ∴Vref=Vin*D/1-D • Vce(max)=Vref+Vin+Vspike • =Vin/1-D 经验flyback Vce<=2.2Vin.(当Dmax <0.4)
• 反激式变换器一般工作于两种工作方式 • 1. 电感电流不连续模式DCM (Discontinuous Inductor Current Mode)或称 " 完全能量转换 ": ton时储存在变压器中的所有能量在反激周期 (toff)中都转移到输出端. • 2. 电感电流连续模式CCM ( Continuous Inductor Current Mode) 或称 " 不完全能量转换 " : 储存在变压器中的一部分能量在toff末保留到下一个ton周期的开始.
• • • • • • • •
Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax) η: 转换器的效率公式导出如下: 输出功率 : Po = LIp2η / 2T 输入电压 : VIN = Ldi / dt设 di = Ip,且 1 / dt = f / Dmax,则: VIN = LIpf / Dmax 或 Lp = VIN*Dmax / Ipf 则Po又可表示为 : Po = ηVINf DmaxIp2 / 2f Ip = 1/2ηVINDmaxIp ∴ Ip = 2Po / ηVINDmax

FLYBACK 实验报告

课程名称：开关电源设指导老师：成绩：实验名称：反激电路设计实验类型：同组学生姓名：一、实验目的和要求（必填）二、实验内容和原理（必填）三、主要仪器设备（必填）四、操作方法和实验步骤五、实验数据记录和处理六、实验结果与分析（必填）七、讨论、心得一、实验要求1.使用芯片：UC3844；2.输入要求：单相AC85V～230V；3.输出电压：两路输出，纹波峰峰值以及稳压精度小于额定电压的5％；4.工作模式：自选，如CCM或者DCM；5.控制模式：电流控制模式，DCM或CCM均可。

6.功率要求：小于20瓦二、实验仪器清单1.单相调压器2.电烙铁3.工具（套）4.双踪示波器5.万用表6.电感测量仪7.实验所需主要元器件8.通用印刷电路板9.EI28磁芯及配套骨架10.功率MOSFET11.PWM控制芯片UC3844三、反激电路的工作原理A.理想反激变换器工作原理反激电路在开关管导通时，变压器储存能量，负载电流由输出滤波电容提供；开关管关断时，变压器将储存的能量传送到负载和输出滤波电容，以补偿电容单独提供负载电流时消耗的能量。

图1 图2Q1导通时，所有绕组同名端的电压相对于异名端为负；输出整流管D1、D2反偏，C1、C0单独向负载供电。

C1、C0容量的选择应保证提供负载电流的同时能满足输出电压纹波和压降的要求。

Q1导通期间，Np的电压恒定，其电流线性上升，斜率为di/dt=(Vdc-1)/Lp其中，Lp是初级励磁电感。

在导通结束之前，初级电流上升达到Ip=(Vdc-1)Ton/Lp 变压器储能为E=L P×(I P)22Q1关断时，励磁电感的电流使各绕组反向，设此时次级只有一个主次级绕组Nm，无其他辅助绕组。

则由于电感电流不能突变，在Q1关断瞬间，变压器次级电流幅值为I g=I p×(N1 N2 )几个开关周期之后，次级直流电压上升到Vom。

Q1关断时，Nm同名端电压为正，电流从该端输出并线性下降，斜率为dIs dt=V om/L s⁄。

flyback电路的反馈回路设计

flyback电路的反馈回路设计
Flyback变换器是一种常见的开关电源拓扑，其反馈回路的设计是其中的关键部分。

以下是Flyback变换器反馈回路的设计：
1. 反馈电压源：在Flyback变换器中，通常使用一个电压源作为反馈电压。

这个电压源可以是线性调节器，也可以是脉冲宽度调制（PWM）调节器。

线性调节器可以提供连续的输出电压控制，而PWM调节器则可以提供更快的响应速度。

2. 反馈电阻和电容：反馈电阻和电容用于形成反馈回路。

电阻用于提供反馈电流，电容则用于存储和释放能量。

电阻和电容的选择需要考虑到电路的稳定性、响应速度以及功耗等因素。

3. 反馈电流检测：在Flyback变换器中，通常使用一个电流检测电阻来检测反馈电流。

这个电流检测电阻的两端电压可以直接反馈到调节器，从而实现对输出电压的控制。

4. 调节器：调节器是反馈回路的核心部分，它根据反馈信号来调整开关电源的工作状态，从而实现对输出电压的控制。

调节器的选择需要考虑到电路的性能、功耗以及成本等因素。

以上就是Flyback变换器反馈回路的设计，具体的设计需要根据电路的性能要求以及成本限制来进行。

多路输出反激式开关电源设计要点说明

(2) 输出电压五组：三路+15V(1.0A)、两路+5V（1.0A）
(3) 输出电压纹波:VPP≤80mV
(4) 工作频率：100KHz
(5) 最大占空比：Dmax=0.42
(6) 效率η=75%
(7) 总功率：55W
给出电源主电路与控制电路的设计清单。用protel软件进行电源电路原理图与PCB图的设计，进行电路调试，对调试过程中出现的问题进行分析处理，获得多路输出反激式开关电源原理样机。
开关电源样机输出电压稳定性较高，输出电压纹波较小，符合设计规小于 80mV 的要求；样机整体测试结果表明，电源各项指标均符合要求，输出稳定，性能较好。
关键词：开关电源；反激式；UC3844；模块化
DesignofMulti-outputFlybackSwitchingPowerSupply
Abstract:It was designed and produced a set of multiple output fly-back switching power supply, using the chip UC3844 as the control core. The design of the system and specific module circuits was completed. The module circuits include EMI filter circuit, level protection and bridge rectifier circuit, snubber circuit, high frequency transformer, start and drive circuit of UC3844, current sensing and over-current protection circuit. The parameters of switching power supply circuit were chose, designed and distributed reasonably. According to the schematic circuit design and design specifications, we produced the PCB, and assembled the prototype of power supply, also finished the test in the final.

Flyback变换器各主要器件设计推算

Ipmax
D
Ton
)电电电电
Vs Ip Vp Vin
B
D C R
C
Is C
B
Vb E
A
Vce
A
1
2
3
4
二、变压器Np、Ns、Lp的计算 Np、Ns、Lp的计算
• 1。初级匝数Np Vin=Np*（∆φ/∆t）=Np*（∆BAe/Ton） =》Np=VinTon/∆BAe 。。。。（1） ∆B取0.65Bs（一般Bs不超过0.5T) =》∆B=0.32T Vin取输入电压最小值 Ton=δmax*T
• (19)-(20)式得: Ismin=Io/(1- δmax)- (VinTon/2Lp)*(N1/N2) …… (21) Ipmin=Ismin*N2/N1=(N2/N1)*Io/(1- δmax)VinTon/2Lp ……(22) 将(22)代入(18)： Ipmax=VinTon/Lp+{(N2/N1)*[Io/(1- δmax)]Vin/2Lp} =(N2/N1)*[Io/(1- δmax)]+VinTon/2LpF =(N2/N1)*[Io/(1- δmax)]+Vin δmax/2LpF 推算完毕。很显然Id=Ismax=N1Ipmax/N1 =1/(1- δmax)*Io+(Vin δmax/2LpF)*(N2/N1) ……(23)
五.输出整流二极管Id、Vd的计算输出整流二极管Id、Vd的计算
• Id=Ismax=n*Ipmax 这是一种算法，但是并不直观。因为设计者往往先已知输出电流Io,所以我们要找出Id 与Io之关系。
关系图
• 求面积： Io=1/2*Ismax*toff =>Ismax=2Io/(1-δmax) =>Id=Ismax=2Io/(1-δmax) …… (14) Vd=Vo+Vin/n ……(15) 总结：Ipmax也可用Io来表示 Ipmax=Id/n=2Io/(1-δmax)*(1/n) ……(16)

反激式开关电源的电路设计与参数计算_陈建林.

2013年第09期反激式开关电源的电路设计与参数计算陈建林王冬剑刘江南(中国电子科技集团公司第三十六研究所浙江嘉兴314033Circuit Design and Parameter Calculation of Flyback Switching Power SupplyCHEN Jian-linWANG Dong-jianLIU Jiang-nan(The 36th Institute of China Electronics Technology Group Corporation,Jiaxing Zhejiang 314033,China【摘要】反激式开关电源以其简单、轻巧、实用等特性,在工程技术中得到广泛应用。

本文在简要介绍开关电源拓扑结构的基础上,详细分析脉冲变压器的参数设计和MOS 管的选型要求,同时介绍控制回路和吸收电路的参数计算,并对设计方案进行实验验证。

结果表明,所设计的反激式开关电源性能稳定、可靠性高。

【关键词】反激;开关电源;脉冲变压器;吸收电路ABSTRACT:Due to the characteristic of simple,legerity and utility,flyback switching power supply is widely used in engineering.This text firstly introduces the topology of switching power supply briefly,then analyses parameter design of pulse transformer and performance requirement of MOSFET in detail,parameter design of control and absorber circuit are also introduced.Experiment results indicate that flyback switching power supply designed in this text is stable and reliable.Keywords:Flyback;Switching Power Supply;Pulse Transformer;Absorber Circuit 引言开关电源具有效率高、体积小、重量轻等特点,成为稳压电源的重要发展方向之一,获得日益广泛的应用。

flyback变压器设计步骤

是在此期间，欧阳修在滁州留下了不逊于《岳阳楼记》的千古名篇——《醉翁亭记》。接下来就让我们一起来学习这篇课文吧！【教学提示】结合前文教学，有利于学生把握本文写作背景，进而加深学生对作品含义的理解。二、教学新课目标导学一：认识作者，了解作品背景作者简介：欧阳修(1007—1072)，字永叔，自号醉翁，晚年又号“六一居士”。吉州永丰(今属
VDS(MAX )
2 Vin(max)
(VOUT
VD ) NP NS
Vl
1.414
264

(5 0.6) 40 3

Vl

448V

Vl
式中第2项为次级对初级的反射电压，第3项为初级漏感释放能量产生的电压尖峰。选用600V耐压的MOS管就可。
输出整流二极管承受的最大电压
ICRMS
1 T
DT I 2CQ1dt 1
0
T
T DT
I
2 C
Q1
dt

1 T

I
2 P

DT

0

Po
VIN D
1
PO2
DT
T VI2N D 2 2
流过变压器原边绕组的电流有效值可以近似等效于流过Q12的电流有效值。
副边电流有效值计算公式
参知政事范仲淹等人遭谗离职，欧阳修上书替他们分辩，被贬到滁州做了两年知州。到任以后，他内心抑郁，但还能发挥“宽简而不扰”的作风，取得了某些政绩。《醉翁亭记》就是在这个时期写就的。目标导学二：朗读文章，通文顺字1．初读文章，结合工具书梳理文章字词。2．朗读文章，划分文章节奏，标出节奏划分有疑难的语句。节奏划分示例

开关电源设计不可不看--Flyback电路原理

Flyback转换器电路是由Buck-Boost电路，利用磁性元件耦合的功能衍生而来，所以要探讨Flyback电路，必须先从Buck-Boost电路开始。

一、Flyback电路简介（一）Flyback电路架构Flyback变换器，俗称单端反激式DC－DC变换器，又称为返驰式(Flyback)转换器，或"Buck-Boost"转换器，因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量，因此得名.Flyback变换器是在主开关管导通期间，电路只储存而不传递能量；在主开关管关断期间，才向负载传递能量的一种电路架构。

（1）Flyback变换器理论模型如图。

（2）实际电路结构根据Flyback变压器的同名端绕制方式，有下面两种形式，这两个电路实质上是一样的。

当然，Flyback电路还有其他衍生形式（见附录I）。

（二）Flyback变换器优点（1）电路简单，能高效提供多路直流输出，因此适合多组输出的要求。

（2）转换效率高，损失小。

（3）匝数比值较小。

（4）输入电压在很大的范围内波动时，仍可有较稳定的输出，目前已可实现交流输入在 85～265V 间，无需切换而达到稳定输出的要求。

（三）Flyback变换器缺点（1）输出电压中存在较大的纹波，负载调整精度不高，因此输出功率受到限制,通常应用于150W 以下。

（2）转换变压器在电流连续(C.C.M.)模式下工作时，有较大的直流分量，易导致磁芯饱和，所以必须在磁路中加入气隙，从而造成变压器体积变大。

（3）变压器有直流电流成份，且同时会工作于C.C.M./D.C.M.两种模式，故变压器在设计时较困难，反复调整次数较顺向式多，迭代过程较复杂。

二、Buck －Boost 转换器工作原理所有的导出型转换器都保留其基本转换器的特性；要了解Flyback 转换器，要从其基本转换器Buck －Boost 电路开始。

（一）Buck －Boost 电路组成Buck －Boost 电路由一个开关晶体管，一个功率二极管，一个储能电感和一个输出电容组成，见图1。

flyback电源设计全套理论与计算!

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1.开关电源基本工作原理
1 开关电源的基本构成
图1.1 为开关电源电路的基本构成，它包括整流滤波电路，DC-DC 控制器，开关占空比控制器及取样比较电路等模块。

图1.1 开关电源的基本构成
2 开关电源常用的拓扑结构分析
作为电源设计的核心组件,可靠性升级的基础,轻薄小型化的关键,电磁兼容性的保障的DC-DC 直流变换电路,引导着开关电源设计的方向,从本质上来说绝大部分开关控制器都具有常规的几种拓扑结构。

其有两种基本的类型：非隔离型和隔离型。

2.1 降压型
降压型又称为BUCK 控制器，图1.2 为其典型电路结构。

图1.2 降压型典型电路结构
基本工作原理:当开关管导通(Ton)时,电感L 将能量以磁场的形式储存起来。

随着电源电压Vin 对电感L 的充电，L 电流IL 对输出电容CO 充电，并提供负载电流Io，VD 被反向偏置而截止。

当开关管截止(Toff)时，L 中消失的磁场使其极性颠倒VD 加正向偏压而导通，L 和CO 在Toff 提供负载电流Io。

输出电压：
图1.3 为降压型电路的二极管电压和电感电流的波形如下。

图1.3 降压型电路的二极管电压和电感电流波形
2.2 升压型
升压型又称为BOOST 控制器，图1.4 为其典型电路结构。

高效率反激开关电源的设计

江苏科技大学本科毕业设计（论文）学院电气与信息工程学院专业电子信息工程学生姓名李和琦班级学号0945531122指导教师丁伟二零一三年六月江苏科技大学本科毕业论文18W高效率反激开关电源的设计Design of 18W Efficient Flyback Switching Power Supply摘要任何电子设备都离不开可靠的电源，而对于采用电网电源的家用电子设备，其直流电源必须具有适应电网电压变化和负载变化的特性。

为此而发展的的直流稳压电源成为电子设备电路中的一个非常重要的组成部分。

开关电源是利用现代电力电子技术，以高频变压器代替工频变压器，采用脉宽调制技术的交流-直流的稳压电源，它具有管耗小，效率高，稳压范围宽及体积小，重量轻等特点，并广泛应用于工业自动化控制，军工设备，科研设备，LED照明，工控设备，通讯设备，电力设备，仪器设备，医疗设备，半导体制冷等领域。

本文主要内容如下：1.了解开关电源的基本结构，阅读开关电源相关文献，确定毕业设计所要做的内容；2.对开关电源的基本工作原理进行分析，对电源的buck工作模式，boost工作模式，buck-boost工作模式以及flybuck工作模式进行分析比较，最终选择适用于反激开关电源的flybuck工作模式；3.查阅资料学习了设计开关电源的基本方法，以及在设计过程中所需要掌握的原理，设计出一款输出功率为18W，输出电压与电流分别为12V，1.5A，文波小于150mV的高效率反激式开关电源；4.对设计出的实物进行波形分析。

测试其在工作过程中buck电容的电压电流变化，RCD回路上的电压吸收情况，MOS管在高压和断续时的Vds和Vgs电压，空载时的Vcc和Vds电压以及Sense电阻上的电压，对实物的基本特性进行测试。

关键词：直流稳压电源，开关电源，脉宽调制，反激式，高效率AbstractAny electronic devi ce can’t do without reliable power, As for the use of grid power home electronics equipment, The DC power supply must have to adapt to changes in grid voltage and load characteristics. To this end the development of the DC power supply circuit in electronic devices become a very important part.Switching power supply is the use of modern power electronics，High frequency transformers instead of frequency transformers, Using pulse width modulation DC - DC power supply，It has consumed a small tube, high efficiency, wide voltage range and small size, light weight, And is widely used in industrial automation, military equipment, scientific equipment, LED lighting, industrial control equipment, communications equipment, electrical equipment, apparatus equipment, medical equipment, semiconductor refrigeration and other fields.The graduation design process, mainly for the following:1. Understand the basic structure of the switch power supply, switch power supply related literature, to determine the content of the graduation design to do;2. Analyze the basic working principle of switch power supply, the power of the buck mode, boost the work mode, buck - boost work models and flybuck work carries on the analysis comparison, the final choice is suitable for the flyback switching power supply of flybuck working mode;3. To learn the basic methods of design of switch power supply, and the need to master the principle in the design process, and designed A power output of 18 w, output voltage and current respectively for 12 V, 1.5 A, less than 150 mV Wen Bo the flyback type switch power supply with high efficiency;4. The waveform analysis was carried out on the design of physical objects. Test the buck in the working process of the capacitor voltage current changes, RCD circuit voltage absorption.Keywords:Dc regulated power supply, Switching power supply, Pulse width modulation, the flyback type, High efficiency目录第一章绪论 (1)1.1 研究背景与发展状况 (1)1.2 开关电源相关介绍 (2)1.3 本章小结 (3)第二章开关电源的工作原理介绍 (4)2.1 基本拓扑结构 (4)2.1.1 Buck降压变换器 (4)2.1.2 Boost升压变换器 (6)2.1.3 Buck－Boost降压或升压变换器 (7)2.2 Flyback模式 (9)2.2.1 Buck-Boost拓扑Flyback (9)2.2.2 工作原理 (9)2.2.3 主要关系推导 (12)2.3本章小结 (13)第三章开关电源基本结构及元器件介绍 (14)3.1 开关电源基本结构 (14)3.2 开关电源主要器件 (15)3.2.1 TL431 (15)3.2.2 通嘉LD7531 (16)3.2.3 光耦 (16)3.2.4 安规电容 (17)3.3 本章小结 (17)第四章反激式开关电源的参数计算 (18)4.1课题介绍 (18)4.2 原理图和一般工作过程 (18)4.3 确定DC电压范围和输入整流滤波电容 (19)4.3.1 确定DC电压范围 (19)4.3.2 确定整流滤波电容 (20)4.4 反激式变压器的设计 (20)4.5 确定次级整流二极管 (24)4.6 确定输出电容 (24)4.7 RCD缓冲器的参数设计 (24)4.8 反馈回路的参数设计 (27)4.9 Sense电阻大小的确定 (28)4.10 安规电容的参数确定 (28)4.11提高效率的方法 (29)4.12 本章小结 (30)第五章反激式开关电源的产品测试 (31)5.1 基本测试 (31)5.2 波形分析 (31)5.3 本章小结 (36)结论 (37)致谢 (38)参考文献 (39)第一章绪论1.1 研究背景与发展状况电源按工作状态一般可分为线性电源，开关电源。

Flyback switching power supply

专利名称：Flyback switching power supply发明人：Pitleong Wong,Xunwei Zhou申请号：US16407175申请日：20190508公开号：US10644604B2公开日：20200505专利内容由知识产权出版社提供专利附图：摘要：A flyback switching power supply, comprising a main power switch, atransformer and a rectifier is described. The transformer comprises a primary winding and a secondary winding, the main power switch is connected with the primary winding,the rectifier is connected with the secondary winding. When the output voltage of theflyback switching power supply is lower than a first threshold value, the rectifier is controlled to be turned on for a transient period; by detecting the negative current flowing through the main power switch, performing integral operation on the voltage across the auxiliary winding, and sampling the peak voltage of the drain-to-source voltage of the main power switch for several times, whether the rectifier is turned on can be determined if the output voltage at the secondary side is lower than the threshold voltage, and the main power switch is controlled to be turned on accordingly.申请人：Joulwatt Technology (Hangzhou) Co., Ltd.地址：Hangzhou CN国籍：CN代理机构：Treasure IP Group, LLC更多信息请下载全文后查看。

Flyback Power Supply 设计步骤

10.计算初级匝数NP，次级匝数Ns
• 因为φ=B*S=B*Ae，E=N*(Δφ/Δt)，所以 E=Vin-VDSon/2=NP*B*Ae/Ton 可以推导得出 NP=(Vin-VDSon/2)* Ton /B*Ae • 所以NP=(Vin-VDSon/2)* D/(B*Ae*fsw) • Ns= NP* (Vo+Vd)/Vor • 注意：如果是CCM模式，磁通密度B为ΔB，如果是DCM模式，磁通密度B为Bm
16.输入整流桥的选择
• VR≥1.25*1.414*Vacmax • ID≥2*IAVG，其中是IAVG输入的平均电流 IAVG=Po/(η*Vmin-avg)，ID为二极管的额定电流值
17.MOSFET参数选择
• MOSFET最大D-S电压 VDRAIN=VOR+Vacmax*1.414+Vleakin 其中VOR是输出反射电压，Vleakin是漏感电压，一般取漏感电压Vleakin =100V，漏感越大， Vleakin越大。 • MOSFET最大连续电流ID ID≥ IRMS ，其中IRMS是流过MOSFET的有效电流 • MOSFET最大峰值电流IMD IMD ≥ IP，其中IP是流过MOSFET的峰值电流
DT
• 对于CCM模式Iavg=1/T*∫0 [(IR/DT)*t+(IP-IR)]*dt推导得出 IP=Iavg/[D(1-1/2KP)]
DT
• 对于DCM模式Iavg=1/T*∫0 (Ip/DT)*t*dt推导得出 IP=2Iavg/D
DT
7.确定初级RMS电流IRMS =1/T*∫0 I2P(t)dt
SRMS=1/T* Tdcon
对于CCM模式，I2
∫0
(1-D)T

Switching Power Supply_开关电源

所以是升压)
0
time, t
Buck-Boost Converter
Vin-Vsw
Vin
-D/(1-D)Vin
VL
Buck-Boost converter stage 1
=>
SW Closed; D是为开路; Vin对 L 储能
Continue stage1
+ VSW -
根据冷次定律 VL=L di/dt VL=电感上电压 L =电感值 di=对电感储能的电流 dt=储能时间
How to choose the inductor
Buck Regulator
公式复习: 1.VL=L di/dt=>L=VL dt/di 2. Vo/Vin=Ton/(Ton+Toff)=D
Continue….Buck
SW ON Stage: VL= L*di/dt =(Vin-Vo) =>L=(Vin-Vo)*dt/di =(Vin-Vo)*ton/△IL =(Vin-Vo)*(D*T)/ △IL 又 D=Vo/Vin
Ic-min
ID-max
Vin*IL=(Vin/(1-D))^2/RL IL=Vin/(((1-D)^2)*RL)
ID-min
t
Boost Output Voltage Ripple
△Q =C*△Vo=I*T =>(Vo/RL)*ton=C*△Vo =>△Vo=(Vo/RL)*ton/C =(Vo*ton)/(RL*C)
VL
Vin
ton toff
Vo
t
Vo/Vin= -ton/ toff =-D/1-D
(当D<0.5 是负降压当D>0.5是负升压当D=0.5是一倍负压)