通信原理-同步

第九章 同步原理
9.1 概述 同步的分类: 同步的分类: 一.按同步的功用来区分 1.载波同步 利用同步解调的传输系统中, 1.载波同步:利用同步解调的传输系统中,在接受端需要一 载波同步: 个与发送端同频同相的载波。 个与发送端同频同相的载波。 2.位同步 码元同步): 2.位同步(码元同步):接受端的码元定时脉冲序列的重复频 位同步( ):接受端的码元定时脉冲序列的重复频 率和相位要与发送端保持一致。 率和相位要与发送端保持一致。 3.群同步 帧同步) 群同步( 3.群同步(帧同步)：为把若干字组成的句或段加以区分 而插入的的起止码称为群同步。 而插入的的起止码称为群同步。 4.网同步： 4.网同步：为使数字通信网有一个统一的时间节拍标准 网同步 而进行的同步。 而进行的同步。 二.按传输同步信息方式的不同来区分 1.外同步 由发送端发送专门的同步信息。 外同步: 1.外同步:由发送端发送专门的同步信息。 2.自同步 设法从信息中提取同步信息。 自同步: 2.自同步:设法从信息中提取同步信息。
2.插入导频法的优缺点 (1) 有单独的导频信号，一方面可以提取同步载波，另 有单独的导频信号，一方面可以提取同步载波， 一方面可以用它作自动增益控制。 一方面可以用它作自动增益控制。 (2) 有些不能用直接法提取同步信息的调制系统只能用 插入导频法。 插入导频法。 (3) 要多消耗一部分不带信息的功率，与直接法比较在 要多消耗一部分不带信息的功率， 总功率相同条件下信噪功率比要小一些。 总功率相同条件下信噪功率比要小一些。
1 和 v f = 1 m(t ) sinθ ve = m(t) cosθ 2 2 上面这两个电压再相乘后得到
1 2 vg = ve v f = m (t ) sin 2θ 8 上式中， 是本地载波相位与接收信号载波相位之差。 上式中，θ是本地载波相位与接收信号载波相位之差。
vg经过环路滤波器后加到压控振荡器上，控制其振荡频率。 经过环路滤波器后加到压控振荡器上，控制其振荡频率。 当θ = 0时，vg = 0，这时振荡器的控制电压也等于 。 时 ，这时振荡器的控制电压也等于0。
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2、时域插入导频法
位 同 步 帧 同 步 载 波 同 步 位 同 步 帧 同 步 载 波 同 步
信息
信息
t0
t1
t2
t3
第一帧
t4
(a)
t1
t2
t3
第二帧 解调
t4
接收信号
带通
门控信号
线性门
锁相环
鉴相器
环路滤 波器
压控振 荡器
(b)
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9.2.2 直接提取法 平方法 原理 对于没有载波分量的信号，例如2PSK信号， 信号， 对于没有载波分量的信号，例如 信号 设接收信号为s(t)： 设接收信号为 ： s(t ) = m(t ) cosω0t 式中， 为调制信号， 式中，m(t)为调制信号，它无直流分量。 为调制信号 它无直流分量。 将此接收信号平方后，得到 将此接收信号平方后，
2
在接收端： 在接收端： 用窄带滤波器滤出导频分量，并将其移相π ， 用窄带滤波器滤出导频分量，并将其移相π/2，变成 sinω0t，然后用它和接收信号相乘。 ω ，然后用它和接收信号相乘。 设接收信号仍用s 表示 表示， 设接收信号仍用 0(t)表示，则此乘积为
s 0 (t ) ⋅ sin ω 0 t = Am (t ) sin 2 ω 0 t + A cos ω 0 t ⋅ sin ω 0 t = A A A m (t ) − m (t ) cos 2ω 0 t + sin 2ω 0 t 2 2 2
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结论： 结论： 此压控振荡器的输出电压v 此压控振荡器的输出电压 a就是从接收信号中提取的载 可以用来进行相干接收。 波，可以用来进行相干接收。 e点电压 e就是解调输出电压，因为它近似等于 点电压v 点电压 就是解调输出电压，因为它近似等于m(t)/2。 。 优缺点： 优缺点： 不需要用平方电路，它在频率很高时较难实现。 不需要用平方电路，它在频率很高时较难实现。 若要求得到最佳性能， 若要求得到最佳性能，则需要两路低通滤波器的性能完 全一致，这对于模拟电路来说较难做到， 全一致，这对于模拟电路来说较难做到，但是若用数字电 路则不难做到。 路则不难做到。 仍存在相位模糊问题。 仍存在相位模糊问题。
1 v c = m (t ) cos ω 0 t cos(ω 0 t + θ ) = m (t )[cos θ + cos( 2ω 0 t + θ )] 2
1 vd = m(t ) cos ω 0 t sin(ω 0 t + θ ) = m(t )[sin θ + sin( 2ω 0 t + θ )] 2 经过低通滤波后，它们分别为： 经过低通滤波后，它们分别为：
S(t) 平方 S2(t)
2f0
窄带滤波
二分频
f0
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存在问题：二分频电路的初始状态是随机的， 存在问题：二分频电路的初始状态是随机的，使分频输出 的初始相位有两种可能状态： 和 的初始相位有两种可能状态：0和π, 即相位是模糊的 用锁相环代替窄带滤波器的方案 原理方框图
S(t) S2(t) 2f0 f0
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从多进制信号中提取载频 信号为例， 以QPSK信号为例，说明平方法的原理。 信号为例 说明平方法的原理。 一个QPSK信号的表示式为 设：一个 信号的表示式为
s (t ) = m1 (t ) cos ω 0 t + m 2 (t ) sin ω 0 t
式中， 式中，
m1 (t ) = ± 1; m 2 (t ) = ± 1
滤除2ω 频率分量，就可以恢复出原调制信号m(t)。 滤除 ω0频率分量，就可以恢复出原调制信号 。 若不用正交导频，接收端输出将增加直流分量。 若不用正交导频，接收端输出将增加直流分量。
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原理方框图 相乘电路 载波产生 带通滤波 π/2相移 相加电路
(a) 发送端原理方框图 带通滤波 窄带滤波 相乘电路 π/2相移 低通滤波
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9.2.3 载波同步性能 载波同步精确度： 载波同步精确度： 由电路参量引起的恒定误差； 两种相位误差θ ： 1. 由电路参量引起的恒定误差； 2. 由噪声引起的随机误差。 由噪声引起的随机误差。 恒定误差 由滤波器引起的误差 窄带滤波器由一个单谐振电路组成， 设：窄带滤波器由一个单谐振电路组成，则由其引 起的附加相移等于 ∆f
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③ 载波信号的提取。在插入导频的VSB信号中提 载波信号的提取。在插入导频的VSB信号中提 取载波的方框图如下所示。接收的信号中包含有VSB信 取载波的方框图如下所示。接收的信号中包含有VSB信 号和f 两个导频。假设接收信号中两个导频是： 号和f1、f2两个导频。假设接收信号中两个导频是： cos（ cos（ω1t+θ1）， θ1为第一个导频的初相 cos（ω2t+θ2）， cos（ θ2为第二个导频的初相 发送端的载波为cos（ ），则收端提取的同 发送端的载波为cos（ωct+θc），则收端提取的同 步载波也应该是cos（ 步载波也应该是cos（ωct+θc）。
1 σϕ = θ = 2r
2 2 n
式中， 相位抖动； 式中，σϕ － 相位抖动； r － 信号噪声功率比。 信号噪声功率比。 恒定误差和随机误差对于Q值的要求是矛盾的 值的要求是矛盾的。 恒定误差和随机误差对于 值的要求是矛盾的。 同步建立时间和保持时间 同步建立时间 － 从开始接收到信号或从系统失步状态到 越短越好。 提取出稳定的载频所需要的时间 － 越短越好。 同步保持时间 － 从开始失去信号到失去载频同步的时间 越长越好。 － 越长越好。 两者是矛盾的。 两者是矛盾的。
(b) 接收端原理方框图
插入导频法原理方框图
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例：VSB信号 VSB信号 在残留边带信号中插入导频 残留边带频谱的特点。以下边带为例， ① 残留边带频谱的特点。以下边带为例，残留 边带滤波器应具有如下（课本： 11边带滤波器应具有如下（课本：图11-4）所示的传输 特性。 特性。 插入导频f 的选择。 ② 插入导频f1、f2的选择。可以在残留边带频谱 的两侧插入f 不能与（ 的两侧插入f1和f2；f1和f2不能与（fc-－fm）和（fc+fr） 靠得太近，太近不易滤出f 但也不能太远， 靠得太近，太近不易滤出f1和f2，但也不能太远，太远 占用过多频带。 占用过多频带。
∆ ϕ ≈ 2Q fq
பைடு நூலகம்
由锁相环引起的误差 设锁相环的稳态相位误差为∆ϕ，则有
∆ϕ = ∆f Kq
式中， 之差， 式中，∆f － fq和 f0之差， 锁相环路直流增益。 Kq － 锁相环路直流增益。
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随机误差： 随机误差：噪声引起的相位误差θn是随机量 在加性高斯噪声信道中， 的方差与信噪比r的关系 在加性高斯噪声信道中，θn的方差与信噪比 的关系 为：
1 1 s 2 (t ) = m 2 (t ) cos 2 ω0 t = m 2 (t ) + m 2 (t ) cos 2ω0 t 2 2
用窄带滤波器将上式中2f0分量滤出，经过二分频，就得出 用窄带滤波器将上式中 分量滤出，经过二分频， 载频f 的分量。原理方框图如下： 载频 0的分量。原理方框图如下：
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9.2 载波同步方法 9.2.1 插入导频法 1、频域插入导频法 2PSK信号 信号。 例：2PSK信号。 在发送端： 在发送端：插入正交导频
s0 (t ) = Am(t ) sin ω 0 t + A cos ω 0 t
0
f0 – fm
f0 导频
f0 + fm
f
m(t)频谱中的最高频率为fm 频谱中的最高频率为f
相乘
低通 低通
•
相 乘
解调输 出
s(t)