开关电源设计不可不看--Flyback电路原理(DOC)

Flyback转换器电路是由Buck-Boost电路，利用磁性元件耦合的功能衍生而来，所以要探讨Flyback电路，必须先从Buck-Boost电路开始。

一、Flyback电路简介（一）Flyback电路架构Flyback变换器，俗称单端反激式DC－DC变换器，又称为返驰式(Flyback)转换器，或"Buck-Boost"转换器，因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量，因此得名.Flyback变换器是在主开关管导通期间，电路只储存而不传递能量；在主开关管关断期间，才向负载传递能量的一种电路架构。

（1）Flyback变换器理论模型如图。

（2）实际电路结构根据Flyback变压器的同名端绕制方式，有下面两种形式，这两个电路实质上是一样的。

当然，Flyback电路还有其他衍生形式（见附录I）。

（二）Flyback变换器优点（1）电路简单，能高效提供多路直流输出，因此适合多组输出的要求。

（2）转换效率高，损失小。

（3）匝数比值较小。

（4）输入电压在很大的范围内波动时，仍可有较稳定的输出，目前已可实现交流输入在 85～265V 间，无需切换而达到稳定输出的要求。

（三）Flyback变换器缺点（1）输出电压中存在较大的纹波，负载调整精度不高，因此输出功率受到限制,通常应用于150W 以下。

（2）转换变压器在电流连续(C.C.M.)模式下工作时，有较大的直流分量，易导致磁芯饱和，所以必须在磁路中加入气隙，从而造成变压器体积变大。

（3）变压器有直流电流成份，且同时会工作于C.C.M./D.C.M.两种模式，故变压器在设计时较困难，反复调整次数较顺向式多，迭代过程较复杂。

二、Buck －Boost 转换器工作原理所有的导出型转换器都保留其基本转换器的特性；要了解Flyback 转换器，要从其基本转换器Buck －Boost 电路开始。

（一）Buck －Boost 电路组成Buck －Boost 电路由一个开关晶体管，一个功率二极管，一个储能电感和一个输出电容组成，见图1。

图1 Buck －Boost 电路结构（二）电路特性（1）输出电压为负电压（2）输出电压的大小可高于或低于输入电压（3）输入端与输出端的电流波形都是脉波形式。

（三）工作原理为方便理解电路工作原理，先介绍一下楞次定律。

楞次定律：电感总是“阻碍外电路通过电感的磁通（电流）的变化”，即：外电路通过电感的磁通1φ（电流1i ）增大，电感将产生与1φ（电流1i ）反向的磁通2φ（电流2i ），阻碍外电路磁通1φ（电流1i ）的增大；外电路通过电感的1φ（电流1i ）减小，电感将产生与1φ（电流1i ）同向的磁通2φ（电流2i ），阻碍外电路1φ（电流1i ）减小的减小。

以下就Buck －Boost 稳态电路的工作作一个简要说明。

假设一个周期的开始时间为：开关晶体管Q1导通时（Turned On 或Closed ）。

此时输入电压完全跨在电感之上，电感的电流将成线性增加。

由棱次定律，“外电路通过电感的电流1i 增大，电感将产生与1i 反向的电流2i ，阻碍外电路电流1i 的增大”。

外电路电流1i （主要是主电路电流）从同名端流出，原边的同名端为负，异名端为正，所以电感电压1V 为“+”，电感所存储的能量因此逐渐增加；变压器副边的同名端为负，异名端为正，所以功率二极管反偏，负载所需的能量完全由输出电容提供，此时电容的电压会有些降低（要看电容的大小）。

当开关晶体的控制信号（电压或电流），使开关晶体Q1不导通时（Turned Off 或Opened ），此时外电路通过电感的电流1i 急剧减小（几乎为零），由楞次定律，“电感将产生与磁通1φ（电流1i ）同向的磁通2φ（电流2i ），阻碍外电路1φ（电流1i ）的减小”；外电路电流1i （主要是电感电流），从同名端流出，原边的同名端为正，异名端为负，所以电感电压1V 为“-”，变压器副边的同名端为正，异名端为负，所以功率二极管正偏，变压器副边电压大小恰等于输出电压。

通过二极体的电感电流将线性减少，除了提供给负载外，还给输出电容充电（输出电容的电压会增高些），这个情形将持续到下一个周期开始为止。

开关晶体导通的时间占整个周期的比率，称为工作周期（Duty Cycle ，简称为D ），D 越大，表示电感充能的时间越长，依照“伏－秒平衡”原理（后面介绍），输出电压一定越高。

（四）公式推导以下公式推导时作如下假设：1）开关晶体与二极管均为理想元件，也就是导通时呈短路，不导通时呈断路。

2）电感不会饱和，且电感值为不变的常数，也就是B －H 曲线为线性，且铜损/铁损忽略不计。

3）电感与输出电容构成的等效滤波器，可以有效的将输出电压滤成纹波很小的直流电压。

或者说，电感与输出电容构成低通滤波器的角频率远低于切换频率。

1． 连续导通模式（C.C.M ）公式推导（1）在开关晶体ON 的时间，①s DT t ≤≤0I L V t v =)( （2.1）ττd v L i t i t L L L ⎰+=0)(1)0()( Lt V i I L +=)0( （2.2） ②在s DT t =时，LDT V i DT i s I L s L +=)0()( （2.3） （2）当开关晶体被OFF 时，①s s T t DT ≤≤，二级管顺偏导通，所以O L V t v -=)( （2.4） ττd v L DT i t i t DT L s L L s ⎰+=)(1)()(LDT t V DT i s O s L )()(--= （2.5） ②当s T t =时，LT D V DT i T i s O s L s L )1()()(--= （2.6） 在稳态操作情况下，)()0(s L L T i i =，将（2.3）代入（2.6）得LT D V L DT V i T i s O s I L s L )1()0()(--+= （2.7） 也就是s O s I T D V DT V )1(-= （2.8） （2.8）就是所谓的“伏－秒平衡” 定律。

电感的电压，对时间积分一个周期，结果为零，如此才可确保电感器不会饱和。

由（2.8），可得输出与输入电压关系式：D D V V M I O -==1，当工作周期D 小于0.5时，输出电压小于输入电压；当D 大于0.5时，输出电压大于输入电压。

（3）电路波形输入端的电流波形，即开关晶体的电流为脉波形状，实际应用中，必须加入滤波器（C 或LC ）才不会影响其他系统；二极管的电流也是脉波型，所以通过输出电容的纹波电流较大，所以使用的电容也需大，而且对等效串联电阻ESR 的要求也比较严格。

备注：ESR:是指在AC 或DC 下的串联等效阻抗（Equivalent Series Resistance ）ESL ：在AC 下的串联等效低电感（Equivalent Series Inductance ）。

ESR 与频率关系：电解电容的ESR 会随着使用频率的上升而下降。

厂商标称的ESR 是在一定工作频率（120Hz,1KHz,100KHz ）下的ESR ，见下表：2. 不连续导通模式（D.C.M ）公式推导以上所推导的公式是在连续导通模式（Continuous －Conduction －Mode ，C.C.M ）下操作的Buck-Boost 电路，也就是电感的电流恒高于零。

它的物理意义是，电感的能量在s T D )1( 的期间并未完全释放。

从图上显示，如果输入与输出电压不变，电感与电容值也固定的情形下，负载电流与电感的平均电流成正比，当负载电流逐渐减小时，电感的平均电流也会逐渐降低，低到电感在某一时段的瞬时电流为零。

此时我们称转换器即将进入不连续导通模式（Discontinuous －Conduction －Mode ，D.C.M ）操作。

也就是说，电感的能量在充放之间，会将能量完全的释出。

其实影响C.C.M./D.C.M.的因素不只是负载电流，以一个输出电压固定的稳压电路为例，切换频率，电感大小，输入电压与负载电流，都会影响转换器的操作模式，前两者在设计阶段制定，后两者才是实际应用上主要的影响因素。

于是C.C.M./D.C.M.存在一个以输入电压与负载电流的边界线，在边界上，恰好是电感电流碰到零的操作点。

（边界线将在后面讲述）在D.C.M.的工作模式下，转换器有着与C.C.M.不同的特性，一般将一个工作周期分成三个部分：s T D 1--开关晶体导通期间T D 2--开关晶体被OFF ，且电感电流大于零期间s T D 3--开关晶体被OFF ，且电感电流等于零期间。

（1）在0到s T D 1期间，即开关晶体导通期间，电感上依旧跨着输入电压，电感的电流也是线性上升，只不过是从零点上升。

①在开关晶体ON 期间，即s T D t 10≤≤，I L V t v =)( （2.10）ττd v L i t i t L L L ⎰+=0)(1)0()( Lt V I = （2.11） ②在s T D t 1=时，LT D V T D i s I s L 11)(= （2.12） （2）当开关晶体被OFF ，且电感电流大于零时， ①s s T D D t T D )(211+≤≤，二级体顺偏，O L V t v -=)( （2.13） ττd v L T D i t i t T D L s L L s⎰+=1)(1)()(1LT D t V T D i s O s L )()(11--= （2.14） ②当s T D D t )(21+=时，0)(])[(2121=-=+LT D V T D i T D D i s O s L s L （2.15） （3）由（2.14）可以看出，电感的电流以一个斜率下降，当电流降到零时，二极体不再导通，负载所需的能量不再由电感提供，将由输出电容负担。

这时电感电流为零，电感的电压也为零，我们称此转换器已工作在s T D 3期间， 2131D D D --=。

①T t T D D s ≤≤+)(21期间，0)(=t v L （2.16） 0)(=t i L （2.17） 由2.12与2.15可得，s O s I T D V T D V 21= （2.18）（2.18）依旧是磁性元件“伏－秒平衡”式子，如果由负载电流的角度（负载电流连续期间）来看，其大小恰等于通过二极体电流的平均值，也就是RV I O O =21)(21D T D i s L =，(面积公式) 由（2.15）可得LT D V T D i s O s L 21)(=，所以L T D V I s O O 222= （2.19）其中R 为负载电阻值，将（2.18）化简，得到2D 得关系式，L s RT L D τ==22 （2.20）代入（2.18）得，L IO M D V V D τ==21 （2.21） 由以上得推导得知，在D.C.M.工作的时候，工作周期1D 与负载的轻重有关（2.20），这个现象与C.C.M.是不同的。