第6章 混频
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第六章----混频器PPT课件
2. 现象：
听到的声音：哨叫——干扰哨声
干扰的原因：组合频率干扰
qfs pfL = fI
pfL qfs = fI
pfL + qfs ：恒大于fL
pfL qfs ：无意义 -
25
3. 抑制方法：
组合频率分量电流振幅随 (p + q) 的增加而迅速减小，因 而，只有对应于 p 和 q 为较小值的输入有用信号才会产生明 显的干扰哨声，将产生最强干扰哨声的信号频率移到接收频 段之外，就可大大减小干扰哨声的有害影响。
变频器：
混频器：
优点：电路简单，节省元 件。
缺点：本振信号频率易受 输入信号频率的牵引，电 路工作状态无法使振荡和 混频都处于最佳情况，一 般工作频率不高。
-
优点：由于本振和混频由 不同器件完成，从而便于 同时使振荡和混频都处于 最佳状态，且本振信号频 率不易受牵引。
缺点：元件多，电路较复 杂。
5
为什么要变频？
此电路除用作混频器外，还可以用作相位检波器、电调衰减 器、调制器等。
8
5
9
6
3
1
4
2
(a)
(b)
封装环形混频器- 的外形与电路
21
6.5 混频干扰
混频必须采用非线性器件，在产生所需频率 之外，还有大量的不需要的组合频率分量，一 旦这些组合频率分量的频率接近于中频有用信 号，就会通过中频放大器，经解调后，在输出 级产生串音、哨叫和各种干扰。
优点： 1、动态范围较大
2、组合频率干扰少
3、噪声较小
4、不存在本地辐射
5、电路结构简单
缺点： 无变频增益 -
16
6.4 二极管混频器
一、二极管平衡混频器
听到的声音：哨叫——干扰哨声
干扰的原因：组合频率干扰
qfs pfL = fI
pfL qfs = fI
pfL + qfs ：恒大于fL
pfL qfs ：无意义 -
25
3. 抑制方法：
组合频率分量电流振幅随 (p + q) 的增加而迅速减小，因 而，只有对应于 p 和 q 为较小值的输入有用信号才会产生明 显的干扰哨声，将产生最强干扰哨声的信号频率移到接收频 段之外，就可大大减小干扰哨声的有害影响。
变频器：
混频器：
优点：电路简单，节省元 件。
缺点：本振信号频率易受 输入信号频率的牵引，电 路工作状态无法使振荡和 混频都处于最佳情况，一 般工作频率不高。
-
优点：由于本振和混频由 不同器件完成，从而便于 同时使振荡和混频都处于 最佳状态，且本振信号频 率不易受牵引。
缺点：元件多，电路较复 杂。
5
为什么要变频？
此电路除用作混频器外，还可以用作相位检波器、电调衰减 器、调制器等。
8
5
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6
3
1
4
2
(a)
(b)
封装环形混频器- 的外形与电路
21
6.5 混频干扰
混频必须采用非线性器件，在产生所需频率 之外，还有大量的不需要的组合频率分量，一 旦这些组合频率分量的频率接近于中频有用信 号，就会通过中频放大器，经解调后，在输出 级产生串音、哨叫和各种干扰。
优点： 1、动态范围较大
2、组合频率干扰少
3、噪声较小
4、不存在本地辐射
5、电路结构简单
缺点： 无变频增益 -
16
6.4 二极管混频器
一、二极管平衡混频器
第六章题目及解答
·171·6-1 为什么调幅，检波和混频都必须利用电子器件的非线性特性才能实现？它们之间各有何异同之处？分析 非线性器件可以产生新的频率分量，而调幅，检波和混频都为了产生新的频率分量。
调幅、检波和混频不同点是输入的信号不同，输出的滤波器不同。
解 由于调幅、检波和混频均属于频率变换，即输出信号中产生了新的频率分量，而线性器件不可能产生新的频率分量，只有利用非线性器件才能完成频率变换的功能。
调幅、检波和混频三者相同之处是都属于线性频率变换，即实现频谱搬移，它们实现的原理框图都可用下图表示。
非线性器件都可采用乘法器。
调幅、检波和混频不同点是输入的信号不同，输出的滤波器不同。
调幅输入的是调制信号()v t Ω和载波()o v t ，即1v =()v t Ω,2v =()o v t ，滤波器是中心频率为载波频率ω0的带通滤波器。
检波输入的是已调制的中频信号()i v t 和本地振荡信号()o v t ，即1v = ()i v t ,2v =()o v t ，滤波器是RC 低通滤波器。
混频输入的是已调制信号vs(t)和本地振荡信号()o v t ，即1v =()s v t ,2v =()o v t ，滤波器是中心频率为中频频率ωi 的带通滤波器。
·172·6-2 为什么调幅系数m a 不能大于1？ 分析 调幅系数大于1，会产生过量调制。
解 若调幅系数ma>1，调幅波产生过量调制。
如下图所示，该信号传送到接收端经包络检波后使解调出的调制信号产生严重的失真。
6-3 试画下列调幅信号的频谱图，确定信号带宽，并计算在单位电阻上产生的信号功率。
(1) )V )(t (102cos )t 32002cos 1.0t 4002cos 2.01(20)t (6⨯π⨯π+⨯π+=v (2) )V (t 102cos t 6280cos 4)t (6⨯π=v分析 根据信号带宽公式和信号功率即可求得。
高频电子线路第6章振幅调制解调及混频
Pmax Pc (1 m)2 Pmin Pc (1 m)2
(6―14)
《高频电路原理与分析》
第6章振幅调制、 解调及混频
2.
在调制过程中,将载波抑制就形成了抑制载波双边 带信号,简称双边带信号。它可用载波与调制信号相乘 得到,其表示式为
uDSB (t) kf (t)kf (t)uC 在单一正弦信号uΩ=UΩcosΩt调制时,
uAM(t)=UM(t)cosωct=UC(1+mcosΩt)cosωct （6―5）
上面的分析是在单一正弦信号作为调制信号的情
况下进行的,而一般传送的信号并非为单一频率的信号,
例如是一连续频谱信号f（t）,这时,可用下式来描述调
幅波:
uAM (t) UC[1 mf (t)]cosct
（6―6 ）
u
0
t
uC
(a)
0
t
(b) u AM (t)
mUc
m＜ 1
Uc
0
t
(c) u AM (t)
m＝ 1
0
t
uAM (t)
(d)
m＞ 1
0
t
(e)
《高频电路原理与分析》
u
0
t
uC
(a)
0
t
(b) u AM (t)
mUc
m＜ 1
Uc
0
t
(c) u AM (t)
m＝ 1
0
t
uAM (t)
(d)
m＞ 1
0
t
图6―1 AM调制过程中的信号波形
Um(t)=UC+ΔUC（t）=UC+kaUΩcosΩt
=UC(1+mcosΩt)
第6章振幅调制、 解调及混频
（1）波形表示式
u AM (t ) [U C kaU cos t ]cos ct （6-3） kaU U C [1 cos t ]cos c t UC U C [1 ma cos t ]cos c t
（6-4）
调幅度 ma
kaU UC
不仅与 ka 有关，还与信号的幅度有关
第6章振幅调制、 解调及混频
（3）频域表示式及频谱图
u (t ) U n cos(nt n )
n 1
有 min
max
u AM (t ) [U C ka U n cos(nt n )]cos ct
n 1
kaU n U C [1 cos nt ]cos c t n 1 U C U C [1 mn cos nt ]cos ct
u (t ) 频谱
0 3 00 振 幅 3 4 00 (a ) f / Hz
u AM (t ) 频谱
0
fc－3 4 00 (b )
fc
fc＋3 4 00
f / Hz
图6-5 （a）语音频谱（b）已调信号频谱
8
《高频电子线路》
第6章振幅调制、 解调及混频
c min 上边带：
载波： c 下边带： c min
(1) 当调幅度m=1时，调幅波的最大功率为载波功率的4倍，
而最小功率为零，因此由于最大、最小功率相差太大，对特 定的功放管而言，其额定输出功率将大大受限；因此在设计
功率放大器时，一定要以此来选择功放管。保证：Pmax≤PH
（功放管的额定输出功率） (2) 当m＝1时，不携带调制信号的载波成分将占用调幅波 总功率的 2/3 ，而带有信号的边频只调幅波总功率的 1/3 ，因 此功率浪费大，效率低；若m<1，则效率更低。
第六章混频
若输入信号us是普通调幅波，
(6.2―8)
us=Usmo(1+macosΩt)cosωCt。只要带通滤波器的带宽足够， 即B=>>2Ω，带内阻抗可近似认为等于有载谐振阻抗RL。 输出的中频电压近似等于ui=gcRLUsmo(1+macosΩt)cosωit。
第6章 混频
仿照集电极回路的分析方法，三极管混频器的输 入回路基极电流iB与输入电压us的关系也可近似写成
第6章 混频
3. 混频失真与干扰
混频器的失真有频率失真和非线性失真。此外， 由于器件的非线性还存在着组合频率干扰。这些组合 频率干扰往往是伴随有用信号而存在的，严重地影响 混频器的正常工作。因此，如何减小失真与干扰是混 频器研究中的一个重要问题。
第6章 混频
4. 选择性
所谓选择性是指混频器选取出有用的中频信号而 滤除其他干扰信号的能力。选择性越好输出信号的频 谱纯度越高。选择性主要取决于混频器输出端的中频 带通滤波器的性能。此外，对混频器的要求还有动态 范围、稳定性等等。
(6.2―5)
(6.2―6)
称其为混频跨导，其值等于基波跨导的一半。在 忽略晶体管输出阻抗的情况下，经集电极回路带通滤 波器的滤波，取出的中频电压
ui gc RLUsm cosit
(6.2―7)
第6章 混频
Re 为 LC 并联谐振回路的有载谐振阻抗。中频输出
电压的幅度
Uim gc RLU sm
第6章 混频
在无线电技术中，混频的应用非常普遍。在超外
差式接收机中，所有输入信号的频率都要变成中频， 广播收音机的中频等于 465kHz ，电视接收机的中频等
于 38MHz 。在发射机中，为了提高发射信号的频率稳
(6.2―8)
us=Usmo(1+macosΩt)cosωCt。只要带通滤波器的带宽足够， 即B=>>2Ω，带内阻抗可近似认为等于有载谐振阻抗RL。 输出的中频电压近似等于ui=gcRLUsmo(1+macosΩt)cosωit。
第6章 混频
仿照集电极回路的分析方法，三极管混频器的输 入回路基极电流iB与输入电压us的关系也可近似写成
第6章 混频
3. 混频失真与干扰
混频器的失真有频率失真和非线性失真。此外， 由于器件的非线性还存在着组合频率干扰。这些组合 频率干扰往往是伴随有用信号而存在的，严重地影响 混频器的正常工作。因此，如何减小失真与干扰是混 频器研究中的一个重要问题。
第6章 混频
4. 选择性
所谓选择性是指混频器选取出有用的中频信号而 滤除其他干扰信号的能力。选择性越好输出信号的频 谱纯度越高。选择性主要取决于混频器输出端的中频 带通滤波器的性能。此外，对混频器的要求还有动态 范围、稳定性等等。
(6.2―5)
(6.2―6)
称其为混频跨导，其值等于基波跨导的一半。在 忽略晶体管输出阻抗的情况下，经集电极回路带通滤 波器的滤波，取出的中频电压
ui gc RLUsm cosit
(6.2―7)
第6章 混频
Re 为 LC 并联谐振回路的有载谐振阻抗。中频输出
电压的幅度
Uim gc RLU sm
第6章 混频
在无线电技术中，混频的应用非常普遍。在超外
差式接收机中，所有输入信号的频率都要变成中频， 广播收音机的中频等于 465kHz ，电视接收机的中频等
于 38MHz 。在发射机中，为了提高发射信号的频率稳
高频电子线路第6章振幅调制解调及混频
i
VD uΩ
+
H(j) uo(t) 0 F
fc
2fc
3fc
f
−
(b)流过二极管的电流频谱
uc
2020/4/10
(a)
26
(2) 单差分对电路：
io
Io (1
uB ) Ee
uA 2VT
,
uA , uB 26mV
uB uA
U cost
Uc
c
osct
uo
I o RLU c 2VT
1
U Ee
cost cosct,
m U Ee
单差分对AM调制器的输出波形 ：
2020/4/10
27
关于AM调制的说明： (1). 高电平AM调制：集电极调幅需要谐振功放工作在过压状 态，而基极调幅需要谐振功放在欠压状态，前者优点是输出 功率较大，后者优点是所需的激励功率功率较小； (2). 二极管AM调制：合理选择信号的注入位置，可以用二极 管平衡电路直接实现AM调制；要想用二极管环形电路实现 AM调制，需要在输出电压中再加入载波分量，或者在输入调 制信号中叠加上直流成分； (3). 双差分对AM调制电路：在小信号状态下，双差分对电路 就是一个标准的模拟乘法器，要想利用它实现AM调制，也需 要在输出端再加入载频分量，或者在输入调制信号中叠加上 直流成分。
R0Eb0 u cosct
RL
C1 R1
Ec CB
2020/4/10
24
基极调幅的波形:
2020/4/10
25
2) 低电平调制：用第5章的频谱搬移电路实现低电平AM调制。
(1) 单二极管电路： u1=uΩ， u2= uc, Uc>>UΩ。
高频电子线路第6章混频
高频电子线路第6章混频
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•图6.7 g(t)、gc与U1m的关系
高频电子线路第6章混频
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•图6.8 g(t)、gc与EB的关系
高频电子线路第6章混频
图6.9给出了混频功率增益KPc和噪声系数NF与Ulm 的关系曲线。图6.10给出KPc和NF与静态直流工作点电 流 IEQ 的 关 系 曲 线 。 由 图 可 见 ， 一 般 锗 管 U1m 选 在 50~200mV范围内，硅管可取大些。偏置电压EB一般 选择在使IEQ等于0.3~1mA的范围内工作比较合适。
混频器由于处于接收机电路的前端，对整机噪声 性能的影响很大，所以减小混频器的噪声系数是至关 重要的。
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高频电子线路第6章混频
3. 混频失真与干扰 混频器的失真有频率失真和非线性失真。此外， 由于器件的非线性还存在着组合频率。某些组合频率 往往是伴随有用信号而存在的，严重地影响了混频器 的正常工作及性能,称之为组合频率干扰。因此，如何 减小失真与干扰是混频器研究中的一个重要问题。
• 图6.15 DGMOS管符号和转移特性
高频电子线路第6章混频
当用DGMOS管做放大器时，把G2交流接地，可 以将G1和漏极D屏蔽起来，从而使管子的漏极到信号 输入栅G1间的电容减小到0.03~0.05pF，从而使放大器 的工作频率提高。另外，通过改变第二栅极的直流电
压可以构成增益可控放大器。利用DGMOS管做混频
•(6.2―11)
•(6.2―12)
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高频电子线路第6章混频
由以上分析可得到晶体三极管混频器的交流等效 电路如图6.6所示, 据此可导出三极管混频器的电压增 益为
•功率增 益
高频课件 第6章 混频器原理与组合频率干扰(4)
现象：干扰信号与有用信号本振频率的组合频率接近中频， 现象：干扰信号与有用信号本振频率的组合频率接近中频， 与有用信号本振频率的组合频率接近中频 该频率与中频差拍检波，形成音频，产生干扰哨声。 差拍检波 该频率与中频差拍检波，形成音频，产生干扰哨声。
可分解成四个方程，但仅两个有效。 数学表达式为： 数学表达式为： ± pf L ± qf n ≈ f I 可分解成四个方程，但仅两个有效。
PI Apc = Ps
6
◆ 选择性：接收有用信号，排除干扰信号的能力。 选择性：接收有用信号，排除干扰信号的能力。 主要是指：在满足通频带要求的前提下，排除邻近信道干扰 通频带要求的前提下 邻近信道干扰的 主要是指：在满足通频带要求的前提下，排除邻近信道干扰的 能力，取决于中频滤波网络的选频特性。 滤波网络的选频特性 能力，取决于中频滤波网络的选频特性。 混频器位处接收机前端电路， ◆ 噪声系数 ：混频器位处接收机前端电路，其噪声系数对整 机的噪声系数影响极大；因此， 机的噪声系数影响极大；因此，要尽量降低混频器的噪声 系数。措施：① 使用低噪声器件； ②采用模拟乘法器或具 系数。措施： 使用低噪声器件； 有平方律特性的非线性器件。 有平方律特性的非线性器件。
4
二、混频电路的工作原理
任何含有平方项特性的非线性器件，都可以完成变频作用。 任何含有平方项特性的非线性器件，都可以完成变频作用。 平方项特性的非线性器件 为简单， 输入到混频器的两个信号都是正弦波， 为简单，设输入到混频器的两个信号都是正弦波，且混频器 的伏安特性为： 伏安特性为： 特性为 将
i = b0 + b1u + b2u v = us + uL = U s (1 + m cos Ωt ) cos ωC t + U L cos ωL t
可分解成四个方程，但仅两个有效。 数学表达式为： 数学表达式为： ± pf L ± qf n ≈ f I 可分解成四个方程，但仅两个有效。
PI Apc = Ps
6
◆ 选择性：接收有用信号，排除干扰信号的能力。 选择性：接收有用信号，排除干扰信号的能力。 主要是指：在满足通频带要求的前提下，排除邻近信道干扰 通频带要求的前提下 邻近信道干扰的 主要是指：在满足通频带要求的前提下，排除邻近信道干扰的 能力，取决于中频滤波网络的选频特性。 滤波网络的选频特性 能力，取决于中频滤波网络的选频特性。 混频器位处接收机前端电路， ◆ 噪声系数 ：混频器位处接收机前端电路，其噪声系数对整 机的噪声系数影响极大；因此， 机的噪声系数影响极大；因此，要尽量降低混频器的噪声 系数。措施：① 使用低噪声器件； ②采用模拟乘法器或具 系数。措施： 使用低噪声器件； 有平方律特性的非线性器件。 有平方律特性的非线性器件。
4
二、混频电路的工作原理
任何含有平方项特性的非线性器件，都可以完成变频作用。 任何含有平方项特性的非线性器件，都可以完成变频作用。 平方项特性的非线性器件 为简单， 输入到混频器的两个信号都是正弦波， 为简单，设输入到混频器的两个信号都是正弦波，且混频器 的伏安特性为： 伏安特性为： 特性为 将
i = b0 + b1u + b2u v = us + uL = U s (1 + m cos Ωt ) cos ωC t + U L cos ωL t
高频第6章混频器原理与组合频率干扰(4)(课堂PPT)
的频率应满足： fSnfI20KH z 和 fSnfI20KH z
3.抑制措施：将接收机的中频选在接收机频段外。
如：中频段广播收音机的接收频率为550－1605KHz， 而中频为465KHz。
13
.
二、组合副波道干扰（与两个电台有关）
现象：干扰信号与有用信号本振频率的组合频率接近中频， 该频率与中频差拍检波，形成音频，产生干扰哨声。
∴ 电流 i 与已调波电压 u 的调制规律是完全相同的，不同的只
是载波频率，从而完成了变频作用。
5
.
三、混频器的主要技术指标（P207）
◆ 混频增益（包括电压增益和功率增益 ）
电压增益：输出中频电压振幅UI与输入高频电压振幅Us之比 。
Auc
U U
I s
功率增益：输出中频信号功率PI与输入高频信号功率PS之比。
原因：由晶体管特性中的三次方或更高次非线性项引起。 注意：从数学分析的过程中可以看到，交叉调制与本振频率、
干扰频率都没有关系，完全由非线性器件的三次方以上 高阶项造成的。因此，加强前端滤波性能，选择合适的 器件或合适的工作状态，可大大减少交调干扰。
克服措施：
① 提高混频器前级电路的选择性，以减小干扰信号的幅值。
A pc
PI Ps
6
.
◆ 选择性：接收有用信号，排除干扰信号的能力。 主要是指：在满足通频带要求的前提下，排除邻近信道干扰的 能力，取决于中频滤波网络的选频特性。
◆ 噪声系数 ：混频器位处接收机前端电路，其噪声系数对整 机的噪声系数影响极大；因此，要尽量降低混频器的噪声 系数。措施：① 使用低噪声器件； ②采用模拟乘法器或具 有平方律特性的非线性器件。
数学表达式为： pfL qfn fI 可分解成四个方程，但仅两个有效。
3.抑制措施：将接收机的中频选在接收机频段外。
如：中频段广播收音机的接收频率为550－1605KHz， 而中频为465KHz。
13
.
二、组合副波道干扰（与两个电台有关）
现象：干扰信号与有用信号本振频率的组合频率接近中频， 该频率与中频差拍检波，形成音频，产生干扰哨声。
∴ 电流 i 与已调波电压 u 的调制规律是完全相同的，不同的只
是载波频率，从而完成了变频作用。
5
.
三、混频器的主要技术指标（P207）
◆ 混频增益（包括电压增益和功率增益 ）
电压增益：输出中频电压振幅UI与输入高频电压振幅Us之比 。
Auc
U U
I s
功率增益：输出中频信号功率PI与输入高频信号功率PS之比。
原因：由晶体管特性中的三次方或更高次非线性项引起。 注意：从数学分析的过程中可以看到，交叉调制与本振频率、
干扰频率都没有关系，完全由非线性器件的三次方以上 高阶项造成的。因此，加强前端滤波性能，选择合适的 器件或合适的工作状态，可大大减少交调干扰。
克服措施：
① 提高混频器前级电路的选择性，以减小干扰信号的幅值。
A pc
PI Ps
6
.
◆ 选择性：接收有用信号，排除干扰信号的能力。 主要是指：在满足通频带要求的前提下，排除邻近信道干扰的 能力，取决于中频滤波网络的选频特性。
◆ 噪声系数 ：混频器位处接收机前端电路，其噪声系数对整 机的噪声系数影响极大；因此，要尽量降低混频器的噪声 系数。措施：① 使用低噪声器件； ②采用模拟乘法器或具 有平方律特性的非线性器件。
数学表达式为： pfL qfn fI 可分解成四个方程，但仅两个有效。
(完整版)第六章题目及解答
6—1 为什么调幅,检波和混频都必须利用电子器件的非线性特性才能实现？它们之间各有何异同之处? 分析 非线性器件可以产生新的频率分量，而调幅,检波和混频都为了产生新的频率分量.调幅、检波和混频不同点是输入的信号不同，输出的滤波器不同.解 由于调幅、检波和混频均属于频率变换，即输出信号中产生了新的频率分量，而线性器件不可能产生新的频率分量，只有利用非线性器件才能完成频率变换的功能。
调幅、检波和混频三者相同之处是都属于线性频率变换，即实现频谱搬移,它们实现的原理框图都可用下图表示。
非线性器件都可采用乘法器.调幅、检波和混频不同点是输入的信号不同，输出的滤波器不同。
调幅输入的是调制信号()v t Ω和载波()o v t ,即1v =()v t Ω，2v =()o v t ，滤波器是中心频率为载波频率ω0的带通滤波器。
检波输入的是已调制的中频信号()i v t 和本地振荡信号()o v t ,即1v = ()i v t ，2v =()o v t ，滤波器是RC 低通滤波器。
混频输入的是已调制信号vs(t ）和本地振荡信号()o v t ，即1v =()s v t ,2v =()o v t ，滤波器是中心频率为中频频率ωi 的带通滤波器。
6-2 为什么调幅系数m a 不能大于1？ 分析 调幅系数大于1，会产生过量调制。
解 若调幅系数ma>1,调幅波产生过量调制。
如下图所示，该信号传送到接收端经包络检波后使解调出的调制信号产生严重的失真。
6-3 试画下列调幅信号的频谱图，确定信号带宽，并计算在单位电阻上产生的信号功率. (1) )V )(t (102cos )t 32002cos 1.0t 4002cos 2.01(20)t (6⨯π⨯π+⨯π+=v (2） )V (t 102cos t 6280cos 4)t (6⨯π=v分析 根据信号带宽公式和信号功率即可求得.解(1）6()20(10.2cos24000.1cos23200)cos210()()t t t t V υπππ=+⨯+⨯⨯的信号频谱图如下图所示。
第6章振幅调制解调及溷频1154页
调幅方法
集电极调幅 高电平调幅
基极调幅
《高频电路原理与分析》
第6章振幅调制、 解调及混频
1.定义
fo–fs =fi
高频放大 混频
fs
fs
中频放大 检波 低频放大
fi
F
F
fo 本地振荡
从振幅受调制的高频信号中 《高频电路原理与分析》还原出原调制的信号。
第6章振幅调制、 解调及混频
《高频电路原理与图分6析.1》.1 检波器的输入输出波形
1. 调制的原因 便于不同电台相同频段基带信号的同时接收
c1
c2
频谱搬移
《高频电路原理与分析》
第6章振幅调制、 解调及混频
2. 调制的方式和分类
调制
调幅 连续波调制 调频
调相
振幅调制 脉冲波调制 脉宽调制
脉位调制 编码调制
《高频电路原理与分析》
第6章振幅调制、 解调及混频
3. 调幅的方法
低电平调幅
n)t
n
1 2
mn
c
os(c
n)t
信号带宽 B2Ωmax
调制信号
载波
Ωmaaxx
调幅波
《高频电路原理与分析》
ωc
下边带
上边带
ωc-Ωmax
c
ωc+Ωmax
第6章振幅调制、 解调及混频
33)33 3）调幅波的功率
u (t) U c(1 m acΩ o)c sto c ts
Uc
如果将普通调幅波输送功率至 电阻R上，则载波与两个边频将分别
即：
U m (t) U c( 1 k U a V c co t)s U c( 1 m aco t)s
式中ma为调制度，
第6章 混频
式中
集电极电流中频电流幅度 1 g c g1 2 输入信号电压幅度
(6.2―6)
称其为混频跨导，其值等于基波跨导的一半。在 忽略晶体管输出阻抗的情况下，经集电极回路带通滤 波器的滤波，取出的中频电压
u g R U c o s t i c L s m i
(6.2―7)
Re 为 LC 并联谐振回路的有载谐振阻抗。中频输出
图6.1(a)画出了混频器输入、输出信号的时域波形。 经过混频，信号的载频由高频变成中频，但包络的形 状不变。图6.1(b)画出了输入与输出信号的频谱。经过 混频，载波频率由高频fs变成中频fi，频谱结构没有变 化。所以混频是线性频率变换，也是频谱搬移。
在无线电技术中，混频的应用非常普遍。在超外
22 pF
1000 pF
L5
ui
L1
68 k
图6.12 晶体管收音机变频电路
图 6.13 是本振与混频分别由两只晶体管完成的混
频形式电路。本地振荡器是由 V2 管构成的电感回授式 振荡器，本振电压从 V1 管的射极输入。信号电压经输
入选择回路由 V1 管的基极输入。中频电压由调谐于
465kHz的中周变压器的次级输出。
第6章
混频
6.1 概述
6.2 混频电路
6.3 混频器的组合干扰
6.1 概述
混频(或变频)是将信号的频率由一个数值变换成另 一个数值的过程。完成这种功能的电路叫混频器 (或变 频器 ) 。如广播收音机，中波波段信号载波的频率为 535kHz~1.6MHz ， 接 收 机 中 本 地 振 荡 的 频 率 相 应 为 1~2.065MHz，在混频器中这两个信号的频率相减，输 出信号的频率等于中频频率465kHz。
(6.2―4)
集电极电流中频电流幅度 1 g c g1 2 输入信号电压幅度
(6.2―6)
称其为混频跨导，其值等于基波跨导的一半。在 忽略晶体管输出阻抗的情况下，经集电极回路带通滤 波器的滤波，取出的中频电压
u g R U c o s t i c L s m i
(6.2―7)
Re 为 LC 并联谐振回路的有载谐振阻抗。中频输出
图6.1(a)画出了混频器输入、输出信号的时域波形。 经过混频，信号的载频由高频变成中频，但包络的形 状不变。图6.1(b)画出了输入与输出信号的频谱。经过 混频，载波频率由高频fs变成中频fi，频谱结构没有变 化。所以混频是线性频率变换，也是频谱搬移。
在无线电技术中，混频的应用非常普遍。在超外
22 pF
1000 pF
L5
ui
L1
68 k
图6.12 晶体管收音机变频电路
图 6.13 是本振与混频分别由两只晶体管完成的混
频形式电路。本地振荡器是由 V2 管构成的电感回授式 振荡器，本振电压从 V1 管的射极输入。信号电压经输
入选择回路由 V1 管的基极输入。中频电压由调谐于
465kHz的中周变压器的次级输出。
第6章
混频
6.1 概述
6.2 混频电路
6.3 混频器的组合干扰
6.1 概述
混频(或变频)是将信号的频率由一个数值变换成另 一个数值的过程。完成这种功能的电路叫混频器 (或变 频器 ) 。如广播收音机，中波波段信号载波的频率为 535kHz~1.6MHz ， 接 收 机 中 本 地 振 荡 的 频 率 相 应 为 1~2.065MHz，在混频器中这两个信号的频率相减，输 出信号的频率等于中频频率465kHz。
(6.2―4)
混 频
第六章 混频
(5) 不能将绩效面谈的评估结果跟工资混为一谈。要让员工知道绩效面谈的主要目的是 讨论如何更好地改善绩效，找出工作中存在的问题和解决方法，提出下一步的安排，希望 获得的支持等。而不是像刘经理一样，随便跟他人的表现和工资直接作比较。这样很容易 让员工摆错定位，产生由于害怕工资减少而故意隐瞒问题的现象。
点评： 绩效面谈是通过面谈的方式，由主管为员工为明确本期考核结果，帮助员工总结经验， 找出不足，与员工共同确定下期绩效目标的过程。通过绩效面谈，可以实现上级主管和下 属之间对于工作情况的沟通和确认。发现工作中的优势及不足，并制定相应的改进方案， 并减少沟通障碍。绩效面谈是绩效管理的重要环节。 案例中的绩效面谈，是一个典型的失败案例，显然这样的一个绩效面谈是起不到任何 积极作用的，不仅流于形式，而且使得员工逐渐厌恶绩效面谈，造成沟通障碍。但是在实
第六章 混频
图6.1.1混频对已调波的改变 (a) 波形；(b) 频谱
第六章 混频
刘经理：小张，有时间吗？ 小张：什么事情，头儿？ 刘经理：想和你谈谈，关于你年终绩效的事情。 小张：现在？要多长时间？ 刘经理：嗯……就一小会儿，我9点还有个重要的会议。哎，你也知道，年终大家都很 忙我也不想浪费你的时间。可是HR部门总给我们添麻烦。 小张：…… 刘经理：那我们就开始吧。 (于是小张就在刘经理放满文件的办公桌的对面，不知所措地坐了下来。) 刘经理：小张，今年你的业绩总的来说还过得去，但和其他同事比起来还差了许多， 但你是我的老部下了，我还是很了解你的，所以我给你的综合评价是3分，怎么样？ 小张：头儿，今年的很多事情你都知道的，我认为我自己还是做得不错的呀，年初安 排到我手里的任务我都完成了呀，另外我还帮助其他的同事做了很多的工作…… 刘经理：年初是年初，你也知道公司现在的发展速度，在半年前部门就接到新的市场 任务，我也对大家做了宣布的，结果到了年底，我们的新任务还差一大截没完成，我的压 力也很大啊！
第六章频谱搬移
6
第6章 振幅调制、解调与混频
（一） 调幅波的分析 1 、表示式及波形
调幅信号表达式
k a UΩ m UC
调制信号波形
u AM (t) UC (1 mcos t)cos c t
波形表示
载波波形
已调波波形
m 1
7
第6章 振幅调制、解调与混频
（一） 调幅波的分析
k a UΩ m UC
g(t)cos c t
18
第6章 振幅调制、解调与混频 （二）双边带信号
2.波形
调制信号波形 载波波形
已调波波形
相位跳变！
19
第6章 振幅调制、解调与混频
（二）双边带信号
与AM波相比，DSB信号的特点: (1) 包络不同。 AM波的包络正比于调制信号f(t)的波形，而 DSB波的包络则正比于|f(t)|。 (2) 180。相位跳变。 DSB信号的高频载波相位在调制电压零交点 处(调制电压正负交替时)要突变180°。
29
第6章 振幅调制、解调与混频
i a 0 a1 (V0 cos 0t V cos t ) a 2 (V0 cos 0t V cos t ) 2 a 3 (V0 cos 0t V cos t ) 3
a2 2 V0 2
a 2 2 a0 2 (V0 V ) 2
m
uC = UCcosωct uΩ = UΩcosΩt
U C (1 ma cost )
(t ) U C ΔU C (t ) U C kaU Ω cost
ΔU C kaU Ω ma U U C C 调幅信号表达式:
调幅度：
uAM (t ) U m (t ) cos ct U C (1 m cos t ) cos ct
第6章 振幅调制、解调与混频
（一） 调幅波的分析 1 、表示式及波形
调幅信号表达式
k a UΩ m UC
调制信号波形
u AM (t) UC (1 mcos t)cos c t
波形表示
载波波形
已调波波形
m 1
7
第6章 振幅调制、解调与混频
（一） 调幅波的分析
k a UΩ m UC
g(t)cos c t
18
第6章 振幅调制、解调与混频 （二）双边带信号
2.波形
调制信号波形 载波波形
已调波波形
相位跳变！
19
第6章 振幅调制、解调与混频
（二）双边带信号
与AM波相比，DSB信号的特点: (1) 包络不同。 AM波的包络正比于调制信号f(t)的波形，而 DSB波的包络则正比于|f(t)|。 (2) 180。相位跳变。 DSB信号的高频载波相位在调制电压零交点 处(调制电压正负交替时)要突变180°。
29
第6章 振幅调制、解调与混频
i a 0 a1 (V0 cos 0t V cos t ) a 2 (V0 cos 0t V cos t ) 2 a 3 (V0 cos 0t V cos t ) 3
a2 2 V0 2
a 2 2 a0 2 (V0 V ) 2
m
uC = UCcosωct uΩ = UΩcosΩt
U C (1 ma cost )
(t ) U C ΔU C (t ) U C kaU Ω cost
ΔU C kaU Ω ma U U C C 调幅信号表达式:
调幅度：
uAM (t ) U m (t ) cos ct U C (1 m cos t ) cos ct
第六章频谱搬移
13
2、调幅波的频谱
AM信号占用带宽：
BAM = 2Fmax
第6章 振幅调制、解调与混频
多频调制
调制信号频谱
已调波频谱
信号带宽是决定无线电台频率间隔的主要因素，如通常 广播电台规定的带宽为9 kHz，VHF电台的带宽为25 kHz。
14
第6章 振幅调制、解调与混频
3、调幅波的功率
u A M ( t ) U C ( 1 m c o s t ) c o s c t
原理框图如下：
v(t) 带 通 vAM(t)
V0(t)
o
(a) 普通调幅波实现框图
v(t)
vDSB(t)
v(t)
v DSB(t)
v SSB(t)
带通
vo(t) (b) 抑制载波的双边带调幅波
0+
v o(t)
或0–
(c) 单边带调幅波实现框图
26
第6章 振幅调制、解调与混频
按调制电路输出功率的高低可分为：
a 3V 3
3 4
a2V0V a3V0V 2
a2V0V
3 4
3 4
a3V0
2V
a3V0V 2
3 4
a3V0 2V
0 23
0
0 0 2 0
2020
0 2
20
a3 4
V03
30ω
31
第6章 振幅调制、解调与混频 经分类整理可知：0 是我们所需要的上、下边频。 这对边频是由平方项产生的，故称为平方律调幅。其中最为 有害的分量是 02项。
2 3 V 0 2 V [c t o 1 2 c s2 o 0 s t 1 2 c2 o 0 s t] 2 3 V 0 2 V 2 [c 0 to 1 2 c s o 0 2 s t 1 2 c o 0 2 s t] 1 4V 33co stco3 st
第6章 混频及混频干扰(2学时)
线性时变工作状态
iC f (UQ u1) f ' (UQ u1)u2 I 0(t) g(t)u2
I 00 Ion cos nLt [ g0 gn cos nLt ]Us cos st
n1
n1
I 00 Ion cos nLt [ g0 g1 cos Lt gn cos nLt ]Us cos st
b
D4 D3
Tr 2 ii
c
D2
d
v L (t )
v0波形？
25
用环形乘法器电路实现调幅、DSB调幅和检波
例6.5 用环形乘法器实现调幅、DSB调幅 和检波
自学
26
3.模拟乘法器组成混频电路
27
6.5.2混频干扰
混 和 进频 频 来电 率 的路 为 外的来fL的输干本入扰振除信信了号号载，u频假L之为定外有fc的,两还已个可调外能波来有信干从号扰天u信s线 号un1和un2, 其频率分别为fn1和fn2。
环形乘法器可实现多种功能
在乘法器的两个输入端加不同的信号，实现 不同的功能
v(t) cosct
DSB调制
[Vcm v(t)] cosct AM调幅
v(t) cosct 同步解调
v(t) cosLt
混频
24
用环形混频电路实现DSB调幅
Tr1
vs (t)
a
vs (t)
vs (t)
D1
的组合频率分量满足:
pfL qfc fI F
式中F为音频, 则此组合频率分量能够产生干扰
30
例:干扰哨声
例1:接收vs的fo=931kHz , 中频 fi=465kHz
则 本振vL的fL=1396kHz fp,q=2fo-fL=1862-1396=466kHz
iC f (UQ u1) f ' (UQ u1)u2 I 0(t) g(t)u2
I 00 Ion cos nLt [ g0 gn cos nLt ]Us cos st
n1
n1
I 00 Ion cos nLt [ g0 g1 cos Lt gn cos nLt ]Us cos st
b
D4 D3
Tr 2 ii
c
D2
d
v L (t )
v0波形？
25
用环形乘法器电路实现调幅、DSB调幅和检波
例6.5 用环形乘法器实现调幅、DSB调幅 和检波
自学
26
3.模拟乘法器组成混频电路
27
6.5.2混频干扰
混 和 进频 频 来电 率 的路 为 外的来fL的输干本入扰振除信信了号号载，u频假L之为定外有fc的,两还已个可调外能波来有信干从号扰天u信s线 号un1和un2, 其频率分别为fn1和fn2。
环形乘法器可实现多种功能
在乘法器的两个输入端加不同的信号，实现 不同的功能
v(t) cosct
DSB调制
[Vcm v(t)] cosct AM调幅
v(t) cosct 同步解调
v(t) cosLt
混频
24
用环形混频电路实现DSB调幅
Tr1
vs (t)
a
vs (t)
vs (t)
D1
的组合频率分量满足:
pfL qfc fI F
式中F为音频, 则此组合频率分量能够产生干扰
30
例:干扰哨声
例1:接收vs的fo=931kHz , 中频 fi=465kHz
则 本振vL的fL=1396kHz fp,q=2fo-fL=1862-1396=466kHz
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b
由图可以算出
C –
+
gcVs Vi = goc + GL
故变频电压增益
vs
gic
gcvs
goc
GL
vi
– e
+
Vi gc Avc = = Vs goc + GL
第6章 混频
b C –
（b）混频功率增益 ）
+
vs
gic
gcvs
goc
GL
vi
P Vi gL APC = i = 2 P Vs gic s
C2 75Ω 接 高 放 8.2pF 15kΩ 10pF R 1.2kΩ 2kΩ 1500pF 39pF 27pF 接中 放 C3 120pF
V0
C1 2.2pF
510Ω 12V
电视机的混频电路 为使输出电路在保证带宽下具有良好的选择性， 为使输出电路在保证带宽下具有良好的选择性，常采用双调谐耦合回 满足通带的要求。 路，并在初级回路中并联电阻R，用以降低回路Q值，满足通带的要求。次 分压，目的是与75 电缆特性阻抗相匹配。 75Ω 级回路用C2，C3分压，目的是与75Ω电缆特性阻抗相匹配。
(a)
(b)
第6章 混频
电路形式(c)和(d)都是共基极电路， (a)、(b)电路相 电路形式(c)和(d)都是共基极电路，与(a)、(b)电路相 (c) 都是共基极电路 比，输入阻抗小，变频电压增益小，高频特性好，上限 输入阻抗小，变频电压增益小，高频特性好， 频率高。 时不用。 频率高。频率 较低 时不用。 这种电路工作频率高、稳定性好。 这种电路工作频率高、稳定性好。
第6章 混频
RL为LC并联谐振回路的有载谐振阻抗, 中频输出电压的幅度
U im = g c RLU cm
若输入us是普通调幅波，us=Usmo(1+macos t)cosωCt。 输出的中频电压近似等于ui=gcRLUsmo(1+macos t)cosωit。
第6章 混频
2.主要参数分析
三极管混频器的输入回路基极电流iB与输入电压us的关系也可近似写 成
考虑到信源内阻，可将三极管混频器进行交流等效
第6章 混频
ωs
Is
us
准准准 放放放
ui
ωi
Ii
＋
Ism gs Usm g io g c Usm g oc g L
－
Uim
－
＋
图 晶体三极管混频器交流等效电路
第6章 混频
(a) 混频器的增益 晶体三极管的等效电路如图所示， 晶体三极管的等效电路如图所示 ， 图中负载电 是输出回路的谐振电导。 导gL是输出回路的谐振电导。
i B = i B 0 + g i ( t )u s
gi (t ) = gi 0 + gi1 cos ω1t + gi 2 cos 2ω1t +L
iB0为静态时变输入电流；gi(t)是时变输入电导，用傅氏级数展 开
混频器输入回路调谐于fs，因此分析混频器时仅考虑基 极电流iB中的信号频率电流
is = gi 0us = gi 0U sm cos ω s t I sm = gi 0U sm
2 c
2
– e
+
g gL 2 gL = ⋅ =A vc 2 (goc + gL ) gic gie
如果电路匹配， 如果电路匹配，使goc=gL，则可得到最大混频功 率增益 2
Apcmax
gc = 4gicgoc
第6章 混频
3、几种常用的三极管混频电路的形式 、
区别是本振电压注入方式和三极管交流地电位的不同。 区别是本振电压注入方式和三极管交流地电位的不同。
＋ us － ＋ u1 －
ωi
＋ us －
＋ u1 －
ωi
图 三极管混频电路形式 电路形式(a)的本振电压由基极注入，需要本振提供的功率小， (a)的本振电压由基极注入 电路形式(a)的本振电压由基极注入，需要本振提供的功率小，但 信号电压对本振的影响较大。 信号电压对本振的影响较大。 电路形式(b)的本振电压由发射极注入，需要本振提供的功率大， (b)的本振电压由发射极注入 电路形式(b)的本振电压由发射极注入，需要本振提供的功率大， 起振困难,但信号对本振影响小。 起振困难,但信号对本振影响小。
anvn (t) ∑
n=1
3
vD1(t)
us (t) 2 us (t) 2
i 1 Tr2
vL (t)
ii
R L
vD2 (t) i2
第6章 混频
电路特点
①本振电压 uL 足够大，晶体二极管工作在受 uL 控制的开关状态。 ②输入回路的次级调谐于ωs ；输出回路的初级调谐于ωI 。相当于两个带通滤波器。
第6章 混频
3.混频信号 3.混频信号
新频率fI为本振频率fL和输入信号频率fS的差频或和频
第6章 混频
信号频谱：
第6章 混频
4.变频的优点： 4.变频的优点： 变频的优点 1)变 1)变（混）频可提高接收机的灵敏度 2)提高接收机的选择性 2)提高接收机的选择性 3)工作稳定性好 3)工作稳定性好 4)波段工作时其质量指标一致性好 4)波段工作时其质量指标一致性好 变频的缺点： 变频的缺点： 容易产生镜像干扰、 容易产生镜像干扰、中频干扰等干扰
混频原理分析
u −u I i1 = g d k (ω Lt ) u L + s 2 ①开关工作状态下，流过二极管 D1、D2的电流 u − uI i2 = g d k (ω Lt ) u L − s 2
②在无带通滤波的条件下，流过输出回路的电流为 i = i1 − i2 = g d k (ωL t )(us − u I )
u 设 us = U sm cos ωst ，I = U Im cos ωI t ，则
2 1 2 i = gd + cosωLt − cos3ωLt +L (Usm cosωst −UIm cosωI t ) 3π 2 π 1 1 1 1 1 = gdUsm cosωst − gdUIm cosωI t + gdUsm cos(ωL +ωs ) t + gdUsm cos(ωL −ωs ) t − gdUIm cos(ωL +ωI ) t π π π 2 2 1 1 1 1 1 − gdUIm cos(ωL −ωI ) t − gdUsm ( 3ωL +ωs ) t − gdUsm cos( 3ωL −ωs ) t + gdUIm cos( 3ωL +ωI ) t + gdUIm cos( 3ωL −ωI ) t +L 2 3π 3π 3π 3π
f ′( EB + u1 )us = g0us + g1us cos ω1t + g 2us cos 2ω1t +L
g0是时变电导的平均分量；g1是基波分量的幅度，称为基波跨导。 g0是时变电导的平均分量； 是基波分量的幅度，称为基波跨导。 是时变电导的平均分量
第6章 混频
中频电流分量， 中频电流分量，即本振频率与信号频率的差频分量等于
第6章 混频
2.实现方法 2.实现方法 从两个输入信号在时域上的处理过程看： 从两个输入信号在时域上的处理过程看： 叠加型混频器、 叠加型混频器、 乘积型混频器
vs(t) v 非 性 线 器件 i 带通 vI(t)
vs(t)
vo(t)
带通
vI(t)
vo(t)
vL(t)
叠加型混频器实现模型 乘积型混频器实现模型
第一项iC0=f(VB+u1)是时变工作点电流，把iC0用傅氏级数展开
iC 0 = I C 0 + I C 01 cos ω1t + I C 02 cos 2ω1t +L
f′(VB+uL) )是晶体三极管的时变跨导g(t) g(t)
g (t ) = g0 + g1 cos ω1t + g 2 cos 2ω1t +L
1 i1 = gUsm cos(ω1 −ωs )t = gcUsm cosωit 1 2
集电极电流中频电流幅度 1 式中 g c = g1 = 2 输入信号电压幅度
称gc为混频跨导，其值等于基波跨导的一半。 混频跨导， 忽略晶体管输出阻抗的情况下，经集电极回路带通滤波器 的滤波，取出的中频电压
ui = g c RLU sm cos ωi t
混频器 非线性器件 滤波器
vs t
vi t
v0
本机
fs
f
振荡器
t
fi f
f0
f
第6章 混频
输入的高频调幅波和输出的中频调幅波的调制规律是 完全相同的，即混频前后频谱结构不变， 完全相同的，即混频前后频谱结构不变，只是中心频 率和上下边频发生了改变。 率和上下边频发生了改变。
在超外差式接收机中，所有输入信号的频率都要变成中频： 535 k～1605kHz变换为中频为465kHz的信号； 88MHz～10.8MHz的调频信号变换为中频为10.7MHz的调频信号； 电视台：四十几兆赫至近千兆赫频段内电视信号变换为中频为 38 MHz的视频信号。
第6章 混频
(2)收音机变频电路 收音机变频电路
第6章 混频
〈二〉 二极管混频器
二极管混频器与二极管调制器: • 在电路形式和工作原理上相同 • 不同的是混频器输入信号和本振电压都是高频，输出 为中频。
第6章 混频
的中频分量。 假定输出电压只有角频率为 ω1 − ωC = ωi 的中频分量。 特性相同，且均可表示为： 若二极管 D1 和 D2 特性相同，且均可表示为：i(t) =
由图可以算出
C –
+
gcVs Vi = goc + GL
故变频电压增益
vs
gic
gcvs
goc
GL
vi
– e
+
Vi gc Avc = = Vs goc + GL
第6章 混频
b C –
（b）混频功率增益 ）
+
vs
gic
gcvs
goc
GL
vi
P Vi gL APC = i = 2 P Vs gic s
C2 75Ω 接 高 放 8.2pF 15kΩ 10pF R 1.2kΩ 2kΩ 1500pF 39pF 27pF 接中 放 C3 120pF
V0
C1 2.2pF
510Ω 12V
电视机的混频电路 为使输出电路在保证带宽下具有良好的选择性， 为使输出电路在保证带宽下具有良好的选择性，常采用双调谐耦合回 满足通带的要求。 路，并在初级回路中并联电阻R，用以降低回路Q值，满足通带的要求。次 分压，目的是与75 电缆特性阻抗相匹配。 75Ω 级回路用C2，C3分压，目的是与75Ω电缆特性阻抗相匹配。
(a)
(b)
第6章 混频
电路形式(c)和(d)都是共基极电路， (a)、(b)电路相 电路形式(c)和(d)都是共基极电路，与(a)、(b)电路相 (c) 都是共基极电路 比，输入阻抗小，变频电压增益小，高频特性好，上限 输入阻抗小，变频电压增益小，高频特性好， 频率高。 时不用。 频率高。频率 较低 时不用。 这种电路工作频率高、稳定性好。 这种电路工作频率高、稳定性好。
第6章 混频
RL为LC并联谐振回路的有载谐振阻抗, 中频输出电压的幅度
U im = g c RLU cm
若输入us是普通调幅波，us=Usmo(1+macos t)cosωCt。 输出的中频电压近似等于ui=gcRLUsmo(1+macos t)cosωit。
第6章 混频
2.主要参数分析
三极管混频器的输入回路基极电流iB与输入电压us的关系也可近似写 成
考虑到信源内阻，可将三极管混频器进行交流等效
第6章 混频
ωs
Is
us
准准准 放放放
ui
ωi
Ii
＋
Ism gs Usm g io g c Usm g oc g L
－
Uim
－
＋
图 晶体三极管混频器交流等效电路
第6章 混频
(a) 混频器的增益 晶体三极管的等效电路如图所示， 晶体三极管的等效电路如图所示 ， 图中负载电 是输出回路的谐振电导。 导gL是输出回路的谐振电导。
i B = i B 0 + g i ( t )u s
gi (t ) = gi 0 + gi1 cos ω1t + gi 2 cos 2ω1t +L
iB0为静态时变输入电流；gi(t)是时变输入电导，用傅氏级数展 开
混频器输入回路调谐于fs，因此分析混频器时仅考虑基 极电流iB中的信号频率电流
is = gi 0us = gi 0U sm cos ω s t I sm = gi 0U sm
2 c
2
– e
+
g gL 2 gL = ⋅ =A vc 2 (goc + gL ) gic gie
如果电路匹配， 如果电路匹配，使goc=gL，则可得到最大混频功 率增益 2
Apcmax
gc = 4gicgoc
第6章 混频
3、几种常用的三极管混频电路的形式 、
区别是本振电压注入方式和三极管交流地电位的不同。 区别是本振电压注入方式和三极管交流地电位的不同。
＋ us － ＋ u1 －
ωi
＋ us －
＋ u1 －
ωi
图 三极管混频电路形式 电路形式(a)的本振电压由基极注入，需要本振提供的功率小， (a)的本振电压由基极注入 电路形式(a)的本振电压由基极注入，需要本振提供的功率小，但 信号电压对本振的影响较大。 信号电压对本振的影响较大。 电路形式(b)的本振电压由发射极注入，需要本振提供的功率大， (b)的本振电压由发射极注入 电路形式(b)的本振电压由发射极注入，需要本振提供的功率大， 起振困难,但信号对本振影响小。 起振困难,但信号对本振影响小。
anvn (t) ∑
n=1
3
vD1(t)
us (t) 2 us (t) 2
i 1 Tr2
vL (t)
ii
R L
vD2 (t) i2
第6章 混频
电路特点
①本振电压 uL 足够大，晶体二极管工作在受 uL 控制的开关状态。 ②输入回路的次级调谐于ωs ；输出回路的初级调谐于ωI 。相当于两个带通滤波器。
第6章 混频
3.混频信号 3.混频信号
新频率fI为本振频率fL和输入信号频率fS的差频或和频
第6章 混频
信号频谱：
第6章 混频
4.变频的优点： 4.变频的优点： 变频的优点 1)变 1)变（混）频可提高接收机的灵敏度 2)提高接收机的选择性 2)提高接收机的选择性 3)工作稳定性好 3)工作稳定性好 4)波段工作时其质量指标一致性好 4)波段工作时其质量指标一致性好 变频的缺点： 变频的缺点： 容易产生镜像干扰、 容易产生镜像干扰、中频干扰等干扰
混频原理分析
u −u I i1 = g d k (ω Lt ) u L + s 2 ①开关工作状态下，流过二极管 D1、D2的电流 u − uI i2 = g d k (ω Lt ) u L − s 2
②在无带通滤波的条件下，流过输出回路的电流为 i = i1 − i2 = g d k (ωL t )(us − u I )
u 设 us = U sm cos ωst ，I = U Im cos ωI t ，则
2 1 2 i = gd + cosωLt − cos3ωLt +L (Usm cosωst −UIm cosωI t ) 3π 2 π 1 1 1 1 1 = gdUsm cosωst − gdUIm cosωI t + gdUsm cos(ωL +ωs ) t + gdUsm cos(ωL −ωs ) t − gdUIm cos(ωL +ωI ) t π π π 2 2 1 1 1 1 1 − gdUIm cos(ωL −ωI ) t − gdUsm ( 3ωL +ωs ) t − gdUsm cos( 3ωL −ωs ) t + gdUIm cos( 3ωL +ωI ) t + gdUIm cos( 3ωL −ωI ) t +L 2 3π 3π 3π 3π
f ′( EB + u1 )us = g0us + g1us cos ω1t + g 2us cos 2ω1t +L
g0是时变电导的平均分量；g1是基波分量的幅度，称为基波跨导。 g0是时变电导的平均分量； 是基波分量的幅度，称为基波跨导。 是时变电导的平均分量
第6章 混频
中频电流分量， 中频电流分量，即本振频率与信号频率的差频分量等于
第6章 混频
2.实现方法 2.实现方法 从两个输入信号在时域上的处理过程看： 从两个输入信号在时域上的处理过程看： 叠加型混频器、 叠加型混频器、 乘积型混频器
vs(t) v 非 性 线 器件 i 带通 vI(t)
vs(t)
vo(t)
带通
vI(t)
vo(t)
vL(t)
叠加型混频器实现模型 乘积型混频器实现模型
第一项iC0=f(VB+u1)是时变工作点电流，把iC0用傅氏级数展开
iC 0 = I C 0 + I C 01 cos ω1t + I C 02 cos 2ω1t +L
f′(VB+uL) )是晶体三极管的时变跨导g(t) g(t)
g (t ) = g0 + g1 cos ω1t + g 2 cos 2ω1t +L
1 i1 = gUsm cos(ω1 −ωs )t = gcUsm cosωit 1 2
集电极电流中频电流幅度 1 式中 g c = g1 = 2 输入信号电压幅度
称gc为混频跨导，其值等于基波跨导的一半。 混频跨导， 忽略晶体管输出阻抗的情况下，经集电极回路带通滤波器 的滤波，取出的中频电压
ui = g c RLU sm cos ωi t
混频器 非线性器件 滤波器
vs t
vi t
v0
本机
fs
f
振荡器
t
fi f
f0
f
第6章 混频
输入的高频调幅波和输出的中频调幅波的调制规律是 完全相同的，即混频前后频谱结构不变， 完全相同的，即混频前后频谱结构不变，只是中心频 率和上下边频发生了改变。 率和上下边频发生了改变。
在超外差式接收机中，所有输入信号的频率都要变成中频： 535 k～1605kHz变换为中频为465kHz的信号； 88MHz～10.8MHz的调频信号变换为中频为10.7MHz的调频信号； 电视台：四十几兆赫至近千兆赫频段内电视信号变换为中频为 38 MHz的视频信号。
第6章 混频
(2)收音机变频电路 收音机变频电路
第6章 混频
〈二〉 二极管混频器
二极管混频器与二极管调制器: • 在电路形式和工作原理上相同 • 不同的是混频器输入信号和本振电压都是高频，输出 为中频。
第6章 混频
的中频分量。 假定输出电压只有角频率为 ω1 − ωC = ωi 的中频分量。 特性相同，且均可表示为： 若二极管 D1 和 D2 特性相同，且均可表示为：i(t) =