模拟电子电路课件第8章
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电子技术电路(模拟部分)康华光版课件 第八章
PV = P E 1 + P E 2 = 2V CC PVM
2 2V CC = πR L
V OM 2V CC V OM = πR L πRL
3.管耗 T 管耗P 管耗 一个管子的管耗： 一个管子的管耗： v 1 π PT1 = (VCC v o ) o d( ω t ) 2 π ∫0 RL
18
§8.3乙类双电源互补对称功率放大电路 乙类双电源互补对称功率放大电路
2.提高效率的途径 .
电源提供的功率: 电源提供的功率
1 PV = 2π
∫
2π
0
1 VCC iC d (ωt ) = 2π
∫
2π
0
VCC ( I CQ + I Cm sin ωt )dωt = VCC I CQ
Pom 1 Vom I om 此电路的最高效率: 此电路的最高效率 η = = ≈ 0.25 PV 2 VCC I CQ
8.3.2 分析计算
Vom sin ω t 1 π = ∫0 (VCC Vom sinωt ) RL d( ω t ) 2π
2
1 VCCVom Vom ( ) = RL 4 π
2 VCCVom Vom ( ) 两管管耗： 两管管耗： PT = 2 PT1 = RL π 4
2
4.效率η (efficiency) 效率 最高效率ηmax：
8.3.2 分析计算
1. 输出功率 o 输出功率P
+VCC
2
Vom Vom Vom Po = Vo I o = = 2 2 RL 2 R L
假设 vi 为正弦波且幅度足 够大， 够大，T1、T2导通时均能饱 此时输出达到最大值。 和，此时输出达到最大值。 最大不失真输出功率P 最大不失真输出功率 omax
2 2V CC = πR L
V OM 2V CC V OM = πR L πRL
3.管耗 T 管耗P 管耗 一个管子的管耗： 一个管子的管耗： v 1 π PT1 = (VCC v o ) o d( ω t ) 2 π ∫0 RL
18
§8.3乙类双电源互补对称功率放大电路 乙类双电源互补对称功率放大电路
2.提高效率的途径 .
电源提供的功率: 电源提供的功率
1 PV = 2π
∫
2π
0
1 VCC iC d (ωt ) = 2π
∫
2π
0
VCC ( I CQ + I Cm sin ωt )dωt = VCC I CQ
Pom 1 Vom I om 此电路的最高效率: 此电路的最高效率 η = = ≈ 0.25 PV 2 VCC I CQ
8.3.2 分析计算
Vom sin ω t 1 π = ∫0 (VCC Vom sinωt ) RL d( ω t ) 2π
2
1 VCCVom Vom ( ) = RL 4 π
2 VCCVom Vom ( ) 两管管耗： 两管管耗： PT = 2 PT1 = RL π 4
2
4.效率η (efficiency) 效率 最高效率ηmax：
8.3.2 分析计算
1. 输出功率 o 输出功率P
+VCC
2
Vom Vom Vom Po = Vo I o = = 2 2 RL 2 R L
假设 vi 为正弦波且幅度足 够大， 够大，T1、T2导通时均能饱 此时输出达到最大值。 和，此时输出达到最大值。 最大不失真输出功率P 最大不失真输出功率 omax
模拟电子技术_第八章 直流稳压电源
第8章
集成直流稳压电源
封装
塑料封装
金属封装
CW7805 1 2 3
CW7905 1 2 3
1
2 3
UI GND UO
GND UI UO
符号
1
+ CW7800 +
2
_
3 CW7900 1
_
2
3
第8章
集成直流稳压电源
二、CW7800 的内部结构和基本应用电路
O
2
t
0.9U2 UO 2U2
通常取 UO = 1.2U2 RC 越大 UO 越大
T 为获得良好滤波效果，一般取： RLC ( 3 ~ 5) 2 (T 为输入交流电压的周期)
第8章
集成直流稳压电源
[例 8.1.1] 单相桥式电容滤波整流，交流电源频率 f = 50 Hz， 负载电阻 RL = 40 ，要求直流输出电压 UO = 20 V，选择整流 二极管及滤波电容。 U O 20 U2 17 V [解] 1. 选二极管 1. 2 1. 2
78L ×× / 79L ×× — 输出电流 100 mA 78M×× / 9M×× — 输出电流 500 mA
78 ×× / 79 ×× — 输出电流 1.5 A
例如： CW7805 输出 5 V，最大电流 1.5 A
CW78M05 输出 5 V，最大电流 0.5 A
CW78L05 输出 5 V，最大电流 0.1 A
第 8章
集成直流稳压电源
8.1 单相整流滤波电路
8.2 8.3 线性集成稳压器 开关集成稳压电源
第8章
小
结
第8章 集成直流稳压电源 8.1
引
单相整流滤波电路
林春景《模拟电子线路》课件第8章
跟随器
图 8-10 设计框图
第8章 模拟电子系统的设计
＋12
(IN－) VCC (1) R1 R2 R W1 (2) (40)
＋ － X1 －12 ＋12
(4) R 11
R 12
(6)
R 14
＋12 R 22
(11)
R W2
(12)
R23
＋12 ＋ X3 －
(8) C 20 C 21 R 20 R 21
第8章 模拟电子系统的设计
第8章 模拟电子系统的综合设计 章
8.1设计流程 设计流程
8.2总体方案 总体方案 8.3单元电路的设计 单元电路的设计
第8章 模拟电子系统的设计
明确设计任务和要求
8.1 设计流程
总体方案设计
修改总体方案
各单元电路设计
修改电路参数 小 大 偏差程度 否
计算机模拟
满足要求？ 是
第8章 模拟电子系统的设计
80K
60K
40K
(1.0000K,17.504K 20K
0 10h □v(1)/i(r1)
100h
1.0Kh
10Kh
100Kh
图 8-7 输入阻抗曲线
第8章 模拟电子系统的设计
200
180
160
(1.0000K,141.196) 140
120 10h □v(10)/i(vi) 100h 1.0Kh 10Kh 100Kh
第8章 模拟电子系统的设计
8.3 单元电路的设计
1． 确定电路 ． 确定电路 完成了总体方案的论证后，就可根据总体框图中每个功 能框及相应性能的要求，来设计每一个单元电路。单元电路 的形式确定一般有以下3个途径： （1） 选用成熟的电路； （2） 在功能上相近的电路上做适当的改进； （3） 根据要求先确定所用的核心器件再进行创造性设计。
《模拟电子技术基础教程》课件第八章
电容充电
电容放电
Tr +
D3
D1
+
～
u
D4
C
D2 –
+
uo=uC RL
–
图8.12 带负载桥式整流电容滤波电路结构图
在整流电路中，把一个大电容C并接在负载电阻两 端就构成了电容滤波电路，其电路（图8.12所示）和工 作波形（图8.13所示）如图所示。
u2
0
t
加入滤波电容 时的波形
uo
无滤波电容时
的波形
0
t
图8.13 带负载桥式整流电容滤波工作波形图
（2）电路工作原理
D导通时给C充电，D截止时C向RL放电。滤波后uo 的波形变得平缓，平均值提高。RL接入（且RLC较大） 时忽略整流电路内阻。
u2上升，u2大于电容上的电压uC，u2对电容充电， uo=uCu2；u2下降，u2小于电容上的电压。二极管承受反 向电压而截止，电容C通过RL放电，uC按指数规律下降
1.35 A
UDRM = 2U2 = 2 120V 169.7 V
桥式整流电路的优点是输出电压高，电压纹波小， 管子所承受的平均电流较小，同时由于电源变压器在正 、负半周内都有电流供给负载，电源变压器的利用率高 。因此，桥式整流电路在整流电路中有了较为广泛的运 用，缺点是二极管用得较多。 8.3 滤波电路
从前面的分析可知，无论何种整流电路，它们的输 出电压都含有较大的脉动成分。为了减少脉动，就需要 采取一定的措施，即滤波。滤波的作用是一方面尽量降 低输出电压中的脉动成分，另一方面又要尽量保留其中 的直流成分，使输出电压接近于理想的直流电压。
滤波原理：滤波电路利用储能元件电容两端的电压 （或通过电感中的电流）不能突变的特性，滤掉整流电 路输出电压中的交流成份，保留其直流成份，达到平滑 输出电压波形的目的。
模拟电子技术课件第八章
0.45V2 RL
反向截止: D最大反向工作电压: VR≥ VRM=
2V2
9
单相桥式整流电路中的整流电桥可由四 个整流二极管组成，也可直接用集成的整流 桥块代替。 桥块
二极管桥
整流桥块
选择整流元件的主要指标：
1. 平均整流电流
10
2. 反向耐压
8.2 滤波电路
几种滤波电路
（a）电容滤波电路 （b）Π型滤波电路 （c）电感电容滤波电路（倒L型） 滤波电路的结构特点: 电容与负载 RL 并联，或电感与负载RL串联。
（P209）
用稳压电路的技术指标去衡量稳压电路性能的高低。
(1)稳压系数Sr
Sr =
RL =常 数
稳压系数S用来反映电网电压波动对稳压电路的影响。 定义为当负载固定时，输出电压的相对变化量与输入电压 的相对变化量之比。
(2)输出电阻Ro
∆U o Ro = ∆U o
U I =常 数
输出电阻Ro 用来反映稳压电路受负载变化的影响。定 义为当输入电压固定时输出电压变化量与输出电流变化量 之比。它实际上就是电源戴维南等效电路的内阻。
8.3.1 稳压电路的主要指标
1、引起输出电压不稳定的原因 2、稳压电路的技术指标
20
8.3.1 稳压电路的主要指标
1、引起输出电压不稳定的原因 引起输出电压变化的原因是负载的变化和输入电 压的变化。 即 V o =f (V I ,I o )
稳压电源方框图
21
2、稳压电路的主要技术指标
∆U o / U o ∆U I / U I
3.元件参数的确定 正常稳压时 UO ≈UZ
+
R
IO IZ DZ
+
IR
反向截止: D最大反向工作电压: VR≥ VRM=
2V2
9
单相桥式整流电路中的整流电桥可由四 个整流二极管组成，也可直接用集成的整流 桥块代替。 桥块
二极管桥
整流桥块
选择整流元件的主要指标：
1. 平均整流电流
10
2. 反向耐压
8.2 滤波电路
几种滤波电路
（a）电容滤波电路 （b）Π型滤波电路 （c）电感电容滤波电路（倒L型） 滤波电路的结构特点: 电容与负载 RL 并联，或电感与负载RL串联。
（P209）
用稳压电路的技术指标去衡量稳压电路性能的高低。
(1)稳压系数Sr
Sr =
RL =常 数
稳压系数S用来反映电网电压波动对稳压电路的影响。 定义为当负载固定时，输出电压的相对变化量与输入电压 的相对变化量之比。
(2)输出电阻Ro
∆U o Ro = ∆U o
U I =常 数
输出电阻Ro 用来反映稳压电路受负载变化的影响。定 义为当输入电压固定时输出电压变化量与输出电流变化量 之比。它实际上就是电源戴维南等效电路的内阻。
8.3.1 稳压电路的主要指标
1、引起输出电压不稳定的原因 2、稳压电路的技术指标
20
8.3.1 稳压电路的主要指标
1、引起输出电压不稳定的原因 引起输出电压变化的原因是负载的变化和输入电 压的变化。 即 V o =f (V I ,I o )
稳压电源方框图
21
2、稳压电路的主要技术指标
∆U o / U o ∆U I / U I
3.元件参数的确定 正常稳压时 UO ≈UZ
+
R
IO IZ DZ
+
IR
精品课件-模拟电子技术-第8章
F U f Z2
1
Uo Z1 Z2 3 j(RC 1 )
RC
(8.2.1)
第 8 章 波形发生电路
令
0
1 RC
f0
，1 则 2πRC
代入上式， 得
F
1
32 ( f f0 )2
f0 f
幅频特性为
F
1
32 ( f f0 )2
f0 f
(8.2.2) (8.2.3)
第 8 章 波形发生电路
第 8 章 波形发生电路
8.2.1 RC串、
将电阻R1与电容C1串联、 电阻R2与电容C2并联所组成的 网络称为串并联选频网络， 如图8.2.2(a)所示。 一般情况下，
选取R1=R2 =R，C1 =C2 =C。 因为RC串并联选频网络在正弦波振 荡电路中既为选频网络， 又为正反馈网络， 所以其输入电压
第 8 章 波形发生电路 振荡电路起振后， 输出信号将随时间逐渐增大， 而这种增 大不是无限的， 由于电路中晶体管元件的非线性， 电压放大倍 数A将随振荡幅度的增大而自动减小， 最后达到AF =1， 使振荡电路稳定在一定振荡幅度上。 从AF>1自动变为AF=1的过 程， 就是振荡电路自激振荡的建立和稳定过程。
相频特性为
F
arctan 1 ( 3
f f0
f0 ) f
(8.2.4)
根据式(8.2.3) 、 式(8.2.4)画F出 的频率特性， 如图
8.2.3
Uf Uo
(a)U、f (b)所示。 也就是说， U当of=f0时，
一求个出频RC率串f并0，联选当频f=网f0络时的，频U率f 特与性U和o f0同。相。 通过计算可以
第 8 章 波形发生电路 图8.2.2 RC串并联选频网络及其在低频段和高频段的等效电路
模拟电子技术第八章
4.验证电压调整率ku和内阻ro
8.3 线性串联稳压电路
8.3.1 串联型稳压电源的结构框图
– 线性串联稳压电源由电源变压器、整流电路、 滤波电路和稳压电路等部分构成。
线性串联稳压电路
• 当负载电流或电源电压变动而引起输出电压 UO升高时，电路有如下的变化过程：
为保证调整管 V1工作在放大 状态，调整管 两端的压降 UV1CE必须大于 等于2V。
• 【例8-1】 设计硅稳压二极管并联型稳 压电源，其内阻RO要求小于20Ω。要求 输出电压为12V，电压调整率小于1%， 负载电流的变化范围为0~6mA。
解：
1.确定输入电压UI 2.决定稳压管型号
选择稳压二极管2CW67，其参数为UZ=12V，IZmax=20mA， rZ≤18Ω
3.确定限流电阻R 电阻取标称值R=1.2 kΩ
• 当稳压二极管处于反向击穿状态时，其两端电 压略为变化，电流将发生快速变化，电压上升 时，分流电流变大，电压下降时，分流电流变
小变， 。从而使电阻RL上流过的电流IL基本保持不
1.工作原理
（1）负载电阻保持不变，而电网电压发生 波动时
（2）电网电压保持不变，而负载电流发 生变化时
2.电路参数计算
普通高等教育”十一五”国家级规划教材
模拟电子技术
徐丽香编著
电子工业出版社
第8章 直流稳压电源
• 学习目标：
（１）了解三端集成稳压器件的种类、主要参数、典 型应用电路，能识别其引脚；
（ ２）能识读集成稳压电源的电路图； （３）了解开关式稳压电源的框图及稳压原理；
（４）了解开关式稳压电源的主要优点，列举其在电 子产品中的典型应用；
2CZ52。
3.UI选取
模拟电子技术基础课件第8章集成运算放大电路的线性应用
16
3.差动输入特点
利用“虚短”、“虚断 ”和叠加原理，并利用静 态 平 衡 条 件 （ R1=R2 ， R3=RF ），可以求出Uo 与 Ui2和Ui1的差成比例。
输出电压Uo只与输入的差模部分有关，输入的共 模电压和运放偏置电流引起的误差被消除 。
17
电路静态平衡条件
由于集成运放输入级一般 采用差动电路，要求输入电 路两半的参数对称。 Rn=Rp Rn ：运放反相端到地之间 向外看的等效电阻； Rp：运放同相端到地之间 向外看的等效电阻。
Ri 100k
可以看出，该电路的比例系数为-50,输入电 阻得到了提高而反馈电阻不必很大。
30
8.2.3 加减运算电路
1. 加法运算电路 （1）反相端输入
U U 0
1) 节点电流法求解：
I f I i1 I i 2 I i 3 U i1 U i 2 U i 3 R1 R2 R3
2
本章的重点和难点
重点: 掌握基本运算电路（比例、加减、积分、 微分、对数、指数、乘法、除法）运算电路的 工作原理和运算关系，利用“虚短”和“虚断 ”的概念分析这些运算电路输出电压和输入电 压的运算关系。 理解模拟乘法器在运算电路中的应用。
3
本章的重点和难点
难点： 运算电路运算关系的分析和识别；对数、指 数运算电路和有源滤波电路的分析计算。
RF 整理得： O U i U R
输入电阻： Ri R
输出电阻：Ro 0
电压并联负反馈
R R // R f
'
20
2．同相比例运算电路
U U Ui
I I 0
U 0 Uo U R RF
整理得：
3.差动输入特点
利用“虚短”、“虚断 ”和叠加原理，并利用静 态 平 衡 条 件 （ R1=R2 ， R3=RF ），可以求出Uo 与 Ui2和Ui1的差成比例。
输出电压Uo只与输入的差模部分有关，输入的共 模电压和运放偏置电流引起的误差被消除 。
17
电路静态平衡条件
由于集成运放输入级一般 采用差动电路，要求输入电 路两半的参数对称。 Rn=Rp Rn ：运放反相端到地之间 向外看的等效电阻； Rp：运放同相端到地之间 向外看的等效电阻。
Ri 100k
可以看出，该电路的比例系数为-50,输入电 阻得到了提高而反馈电阻不必很大。
30
8.2.3 加减运算电路
1. 加法运算电路 （1）反相端输入
U U 0
1) 节点电流法求解：
I f I i1 I i 2 I i 3 U i1 U i 2 U i 3 R1 R2 R3
2
本章的重点和难点
重点: 掌握基本运算电路（比例、加减、积分、 微分、对数、指数、乘法、除法）运算电路的 工作原理和运算关系，利用“虚短”和“虚断 ”的概念分析这些运算电路输出电压和输入电 压的运算关系。 理解模拟乘法器在运算电路中的应用。
3
本章的重点和难点
难点： 运算电路运算关系的分析和识别；对数、指 数运算电路和有源滤波电路的分析计算。
RF 整理得： O U i U R
输入电阻： Ri R
输出电阻：Ro 0
电压并联负反馈
R R // R f
'
20
2．同相比例运算电路
U U Ui
I I 0
U 0 Uo U R RF
整理得：
模拟电子技术第八章
弦波信号。
反馈电阻 RF采用负温度系数的热敏电阻，
R?采用正温度系数的热敏电阻，均可实现自动稳幅。
2020/4/12
稳幅的其它措施
在RF回路中串联二个并联的二极管
电流增大时，二极管动态电 阻减小。电流减小时，动态 电阻增大，加大非线性环节， 从而使输出电压稳定。
Au
?
1?
R ?r
F
d
R?
2020/4/12
如果反馈电压 uf 与原输入信号 ui 完全相等，则即使 无外输入信号，放大电路输出端也有一个正弦波信号 —
—自激振荡。(电路要引入正反馈)
2020/4/12
动画 avi\11-1.avi
由此知放大电路产生自激振荡的条件是：
U?f ? U?i
即：
U?f ? F?U?o ? F?A?U?i ? U?i
6.如何组成矩形波、三角波和锯齿波发生发生电路？
7.为什么需要将输入信号进行转换？有哪些基本转换？
8.1 正弦波振荡电路
8.1.1概述
一、产生正弦波振荡的条件
U?i ? 2U i sin ? t U?U?f i ?~F?U?O
放大电路
A?
反馈网络 F?
U?o ? A?U?i
图 8.1.2 正弦波振荡电路的方框图
分类： RC正弦波振荡电路，频率较低，在1MHz以下。
LC正弦波振荡电路，频率较高，在1MHz以上。
2020/4/定。
三、判断电路能否产生正弦波振荡的方法和步骤
1. 检查电路是否具备正弦波振荡的组成部分； 2. 检查放大电路的静态工作点是否能保证放大电路正 常工作； 3. 分析电路是否满足自激振荡的相位平衡条件
?0
?
模拟电子技术基础 第八章 反馈放大电路
信号源对反馈效果的影响
串联负反馈 vid = vi -vf 要想反馈效果明显，就 要求vf变化能有效引起 vid的 变化。 则 vi 最好为恒压源，即 信号源内阻Rs越小越好。
信号源对反馈效果的影响
并联负反馈 iid = ii -if 要想反馈效果明显，就 要求 if 变化能有效引起 iid 的 变化。 则ii最好为恒流源，即信
净输入量减小
vo
RL
Re
反馈通路
8.1.4 串联反馈与并联反馈
由反馈网络在放大电路输入端的连接方式判定
串联 并联
串联：输入以电压形式求和（KVL） -vi+vid+vf=0 即 vid=vi- vf
并联：输入以电流形式求和（KCL） ii-iid-if=0 即 iid=ii-if
由信号在输入端的连接方式判定
8.1.3 正反馈与负反馈
从输出端看
正反馈：输入量不变时，引入反馈后输出量变大了。 负反馈：输入量不变时，引入反馈后输出量变小了。
从输入端看
正反馈：引入反馈后，使净输入量变大了。
负反馈：引入反馈后，使净输入量变小了。
净输入量 （压差） +
净输入量 （压差）
净输入量 （压差）
净输入量可以是电压，也可以是电流。
反馈组态判断举例（交流）
级间电流并联负反馈
(-)
(+)
(-) (-)
反馈组态判断举例（交流）
电压并联负反馈
(-) (+) (+) (-)
反馈组态判断举例（交流）
电流串联 负反馈
直流反馈
(-) (+) (+) (+)
(+)
(+)
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2.高频MOSFET模型
电容Cgb一般出现在截止 区，故此处不予考虑
Csb
当源极和衬底相连，模型 变得相当简单。
3.MOSFET单位增益频率fCgs Cgd )]
Io gm I i s (Cgs Cgd )
fT越高，用做放大器使用时，
cde dQn I F gm F C dVBE VT
(2)发射结结电容Cje : 发射结处在截止状态时
C je
C je0 VBE 1 Voe
m
(3)集电结结电容 C
C C 0 VCB 1 V oc
传输函数为：
T ( s) sRC R 1 1 sRC sC R
1 1 令s=j，并且定义 0 RC 则 T ( s) 1
1 s / 0
T ( j )
1 j / 0
1
其幅频响应 | T ( j ) |
相频响应
1 (1 / 0 ) 2
2．一阶RC电路频率响应 求解的关键是电路的
（1）时间常数快速计算法
当只有一个电抗元件和多个电阻时， 可求出电抗元件两端视入的等效电 阻Req
时间常数为ReqC或L/Req
（2）一阶低通RC电路的频率响应
传输函数为：
T ( s) Vo 1 1/ sC Vi R 1 1 sRC sC
m
发射结正向工作时 C je 2C je0
(4)高频混合 模型(如右图8.1) 其中
C Cde C je
BJT截止频率的推导
通常已知β和Cμ ，分析混合π 模型进行推导，可 确定Cπ 的值
混合π模型的使用条件
f 0.2 fT
8.1.2 MOSFET内部电容与高频模型 1.两类基本的内部电容： 栅极电容 源-衬底、漏-衬底耗尽层电容。 这两类电容效应可以通过MOS模型中的4个 电极之间增加电容来建模，这里共有5个电 容：Cgs、Cgd、Cgb、Csb和Cdb
利用相关理论可以证明 依次考虑高频等效电路中的电容，考虑一个电容Ci作用 时，其他电容和信号源设为零，求出从Ci看进去的等效 电阻Rio。将所有的时间常数相加，得到开路时间常数b1， 即 利用b1，估算
5.密勒定理 密勒定理是处理跨接在双端口网络输入和输出之间的 阻抗时的一种将输入和输出之间的联系分开的处理方法
Rip Ci
1
pi
s
s pi
多个电容共同作用，引入的频响因子为 n
s s s s s p1 sp2 s pn i 1 s pi
当电路出现主极点情况时，即其中一个极点频率 高于其他极点频率4倍以上时，即可认为电路的 pi 由该主极点确定，即 L
放大器频带越宽，性能越好。
8.2
单级放大器的频率响应
1．高频增益函数
A(s) AM FH (s)
放大电路增益的一般形式:
(1 s / z1 )(1 s / z 2 )...( 1 s / zn ) FH (s) (1 s / p1 )(1 s / p 2 )...( 1 s / pm )
第八章 放大器的频率响 应
主要内容
8.1 晶体管高频参数和高频等效电路 BJT高频混合Π模型 MOS高频混合Π模型 8.2 单极放大器的频率响应 频率响应概论 CS和CE放大器的频率响应 8.3 多级放大器和宽带放大器的频率响 应
8.1 晶体管高频参数和高频等效电路
(1)基区电荷和扩散电容Cde
（2）低频响应
截止角频率：
1 p1 ( Rsig RG )C1
P 2
p3
合成的频率响应函 数：
s s s VO AM Vsig s s s p1 p 2 3
R'L=ro∥RD∥RL Ceq=(1+gmR'L)Cgd
1 C Ceq 1 g R gd m L
令Cin=Cgs+Ceq，R‘sig=Rsig∥RG，可得
fH
1 1 2π(Cgs Ceq ) Rsig // RG 2πCin Rsig
结论： ① 上限3dB频率由Rsig和 Cin共同决定，Rsig越大， fH越小。 ② Cin通常由Ceq决定，而 Ceq和gmRL‘关系极大。 （1+ gmRL‘ ）称为倍增 因子。减少中频增益 ， 可以提高fH的值。
1 ( RD RL )C2
gm Cs
总的放大电路频率响应函数：
8.2.3
BJT共射放大电路的频率响应分析
频率响应曲线
由分立元件组成的共射放大电路，从频率响应曲线 图中可以看出，其响应曲线分为3个频段。 1．中频段 放大电路的增益为 2．高频响应（高频等效电路如下图）
密 勒 定 理
3．低频响应
参数间的等效关系为
Z1 Z /(1 K )
Z2 Z / 1 1 K
6.短路时间常数法求fL
分开考虑每个电容，即假定其他电容相当于短路 对每一电容求从其两端看进去的总电阻，确定一个 时间常数RipCi，该时间常数将引入一个低端转折极 点频率 pi 1 ，引入的频率响应因子为 1 s
1 1 令s=j，并且定义 0 RC 则 T ( s) 1
1 s / 0
T ( j )
1 j / 0
1
其幅频响应 | T ( j ) |
相频响应
1 (1 / 0 ) 2
() tg1 ( / 0 )
一阶RC低通电路频率响应曲线
（3）一阶高通RC电路的频率响应
() tg1 ( / 0 )
一阶RC高通电路的频率响应
3.fH的确定
对于主极点响应类型的放大电路，设 为主极点，则
若主极点不存在，可利用计算机进行 仿真确定3dB频率。
4.开路时间常数法估算fH
1 a1 s a2 s 2 an s n FH (s ) 1 b1 s b2 s 2 bn s n
L pi
8.2.2
MOSFET放大电路频率响应
实际放大电路的完整频率响应特性由3个频段的工作特性共同构成： 中频段、低频段、高频段。
增益带宽积GB=|AM|•BW是放大器的一个重要指标，通常是一个 常数。若提高增益，则牺牲带宽。
（1）高频响应 考虑高频部分的频率响应，可以用高频模式来代替MOSFET。
通过以上分析可以看出： （1）多级放大电路的上限截止频率fH比其中 任何一级的上限截止频率都低；（2）下限 频率fL比其中任何一级的下限截止频率都高。 因此，将几级放大电路级联起来，增益提高
了，但通频带却变窄了。级数越多，增益越 高，其通带也越窄。