高频电子线路(非线性部分)第四版 谢家奎第一章2

V
2 CC

4 π
RL
Pomax
C
Po PD

集电极管耗：
PC1 PC2 ( PD - Po ) / 2
分析：当输入激励由大减小，即 ξ 减小时，Po、PD、ηC 均 单调减小，而 PC1 和 值
PC2 的变化非单调，
2 π 0.636
1 4 2 1 2 2 ( - ) Pomax ( - ) Pomax 2 π π 2
R1，R2(几百 )——减小复合管的反向饱和电流。 四、保护电路 1.必要性：实际可能发生负载短路，电流迅速增大等 异路 (1) 电路：T1、T2 ：保护 管，R1、R2 ：取样电阻。
(2) 原理 ：以保护管 T1 为例 正常时，VR1 < VBE1(on)，T1 截止，不起保护作用。 异常时，VR1 > VBE1(on)，T1导通，分流 i1 , 限制 T3 管的输出电流，起到了限流保护作用。 T2 对 T4 的限流保护作用同上。 五、输入激励电路 1. 必要性 互补功放, 功率管为射随器，Av < 1。若要求输出最大 信号功率，则要求激励级提供振幅接近电源电压的推动电 压(单电源为1/2VCC)。
Vi > 0，T1 通，负载线 AQ 过 Q 点，斜率为－1/RL ； Vi < 0，T2 通，负载线 AQ ’过 Q ’点，斜率为－1/RL 。
① 一般性能分析 在 0 ≤ ωt ≤ 时，iC2 0 ≤ ωt ≤ 2 时，iC1 0
iC1 Icmsinωt iC2 Icmsinωt
4. 改进电路 (1) 电流源构成有源负载放大器，直流电阻小，交流电 阻大。 (2) 采用自举电路 工作原理：Av 1 ，故 vB vO vC，通过 R2 的交流电流 i 0， 因而从 B 点向虚线框看进去的交 流电阻 (vB/i) 很大，趋于无穷， T3 的交流负载电阻便近似等于 T1(或 T2) 电路的输入电阻。

2VCC πRL
2
4 VCC 4 ( ) Pomax π 2 RL π
2
乙类功放的最大集电极效率
Cmax
π 4 78.5%
比甲类功放高
③ 若激励不足 Vcm减小，引入电源电压利用系数 ξ (ksai)表示Vcm的减 小程度。
定义
ξ = Vcm/VCC
2 2
1 V cm 1 2 V CC 2 Po Pomax 2 RL 2 RL PD 2 VCC I cm π π 4 2VCC VCC π RL 2 π
(2) 工作原理
vi1(t) ＞ 0 时， T1 通(忽略射结压降)； vi2(t) ＜ 0， T2 止，iC1 处于正半周的半个正弦波； vi2(t) ＞0 时， T2 通； vi1(t) ＜ 0， T1 止，iC2 处于负半 周的半个正弦波。 iC1 和 iC2 中的基波 分量在 RL 中叠加， 输出完整正弦波。
(3) 热补偿：Ｔ℃↑ → ICQ ↑ →VBE3→VBB → ICQ
二、单电源供电的互补推挽电路(OTL) 1. 电路特点 (1) 单电源供电 (2) 负载串接大容量隔直电容 CL。VCC 与两管串接，若两管特性 配对，则 VO = VCC/2，CL 等效为电 压等于 VCC/2 的直流电源。 2. 工作原理 T1 管的直流供电电压：VCC - VO = VCC/2， T2 的供电 电压：0 - VO = - VCC/2。 单电源供电电路等效为 VCC/2 和 - VCC/2 的双电源供 电电路。
② 若充分激励：与 RL 相匹配的输入激励(不出现饱和 失真的最大激励)。 令VCE(sat) = 0，ICEO = 0，则Vcm = VCC，Icm = VCC/RL 相应 Po 和 PD 达到最大，即
Pomax Vcm I cm 2 VCC 2 RL
2
PDmax
2VCC I cm π
二、乙类推挽功率放大器
乙类工作时，为在负载上合成完整的正弦波，必须采 用两管轮流导通的推挽 (Push-Pull) 电路。
实现方案： (1) 变压器耦合推挽功放 (2) 乙类互补推挽功放 1. 变压器耦合功放
Tr1：输入变压器，利用次级绕组的中心抽头将 vi (t) 分 成两个幅值相等，极性相反的激励电压vi1= - vi2 ，分别加在 两管的基－射极之间，实现两管轮流导通。 Tr2：输出变压器，隔断 iC1 和 iC2 到负载的平均分量，并 利用初级绕组的中心抽头将 iC1 和 iC2 中的基波分量在 RL 中 叠加，输出正弦波。 T1 和 T2：特性配对、相同导电类型的 NPN 功率管。
(3) 常用电路 ① 二极管偏置电路 ② vBE 倍增电路
2. 二极管偏置电路 电路(IC中偏置二极管通常由三极管取代，如图 (b)(c))：
问题：偏置电路是否影响输入信号 vi (t) 的传输 解答：二极管正向交流电阻很小，可认为交流短路。 3. vBE 倍增电路 (1) 偏置电路：由 T3、R1、R2 组 成，且由电流源 IR 激励，为互补功 率管 T1、T2 提供偏置电压 VBB。 T3、R1 构成电压并联负反馈 电路，反馈电路的电阻很小，几乎 不影响输入信号的传输。
时最大，其
PC1max PC 2max
2 π
2
Pomax 0.2 Pomax
功放性能随 ξ 变化的特性：
ξ 小时，PD 、Po 、 ηC 小； ξ 接近 1 时，PD 、Po 、 ηC大。
(1) PC 非单调变化，两 头小，中间大。 (2) PD 随 ξ (激励)线性 增大，与甲类(不变)不同。
2. 互补推挽电路
(1) 电路特点
T1 与 T2：功率管互补配对
(2) 工作原理 vi(t) > 0 时，T1 管 (NPN型) 导通(忽略射结压降)，T2管 (PNP 型) 截止，iC1( iE1) 为正半周的半 个正弦波； vi(t) < 0 时，T2 管导通，T1 管截止，iC2( iE2)为处于负半周的 半个正弦波。 通过 RL 的电流 iL iE1 - iE2 ，合成完整的正弦波。
三、准互补推挽电路 1. 问题的提出：互补要求两功率管特性配对，难实现。
2. 解决办法：采用复合管取代互补管，构成准互补推挽电路。 3. 电路 复合管 T1、T2 等效为 NPN 型管； T3与 T4 等效为 PNP 型管。 其中，T1、T3 为小功率管，它们之 间是互补的，T2、T4 为大功率管，它们 是同型，便于特性配对，故称为准互补 推挽电路。
集－射极间电压： VCE1 = VCC －Vcmsinωt，VCE2 = - VCC － Vcmsinωt 通过 RL 的电流： i i - i i - i I sin t
L E1 E2 C1 C2 cm
相应产生的电压： vL Vcm sin t RL 上的输出功率： PL = Po = VcmIcm/2 = I2cmRL/2 正负电源总的直流功率： PD = PD1 ＋ PD2 = 2VCCI平均 = 2VCCIcm/
1 1 m ax VCC I CM V(B R)CEOI CM Po 2 4 P o m ax 5 PCM
取其中的小值
检查二次击穿。
1.3
乙类推挽功率放大电路
从原理电路到实用电路，还需解决如下等问题： (1) 交越失真——加偏置电路 (2) 双电源——单电源供电 (3) 互补管难配——准互补推挽电路 (4) 安全——过载保护 (5) 充分激励——输入激励电路 一、交越失真和偏置电路 1. 交越失真（Crossover Distortion）
(3) 管安全 由
Po V
2 CC

2
2 RL
增大 VCC，减小 RL，且输入充分激励，输出功率将增 大，但最后受到下列安全工作条件的限制：
vCEmax 2VCC < V(BR)CEO
iCmax I cm VCC RL
< I CM
PC1max PC2max 0.2Pomax < PCM
(1) 定义 在零偏置条件下，考虑到导通电压的影响，输出电压 波形在衔接处出现的失真，称交越失真。
乙类推挽电路时，两管的合成传输特性
(2) 解决途径 输入端两管适当正偏，使其工作在甲乙类。 由传输特性可见：只要 VBB 取值合适，上下两路传输特 性起始段的弯曲部分就可相互补偿，合成传输特性趋近于直 线，在输入正弦电压激励下，得到不失真的输出电压。
(2) 倍增原理
VBE3 VBB R2 R1 R2 VBB VBE3 (1 R1 R2 )
式中，VBE3 = VT ln(IE3 / IS) VT ln(IR / IS) 上式表明：偏置电路提供的偏置电压 VBB 是 VBE3 的倍 增值，且其值受 R1 和 R2 控制，故称为 VBE 倍增电路。
小结：上述乙类功率放大器，为实现器件轮流导通：
类 型 变压器耦合 互补推挽
输入激励信号 极性相反 极性相同
功率管管型
管外电路
对管，管型 相同 均避免了直流 对管，管型 功率的损失 不同
3. 乙类推挽功率放大器的性能分析 静态工作点：
vi (t ) 0 ic1 ic2 0 VCEQ 1 VCC VCEQ 2 -VCC
2. 电路 T3 : 输入激励级， T3 的直流负载 R(忽略T1 T2基流) ， 直流负载线为图Ⅰ。 3. 输出振幅 交流负载r R//ri < R ,交流负载线如Ⅱ所示。故 T3 管 最大输出电压振幅减小，小于 VCC/2。 若使 r > R，则交流负载线如图Ⅲ，输出信号电压振幅 可接近 VCC/2。