箝位电路

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LED驱动电源电路分析

LED驱动电源电路分析今天给大家简单分析一个（LED驱动）电路，供大家学习。

一，先从一个完整的LED驱动（电路原理）图讲起。

本文所用这张图是从网上获取，并不代表具体某个（产品），主要是想从这个图中，跟大家分享目前典型的恒流驱动电源原理，同时跟大家一起分享大牛对它的理解，希望可以帮到大家。

那么本文只做定性分析，只讨论（信号）的过程，对具体电压（电流）的参数量在这里不作讨论。

图1某款LED驱动电路原理图二、原理分析为了方便分析，把图1分成几个部分来讲1：输入过压保护主要是雷击或者市冲击带来的浪涌。

如果是（DC）电压从“+48V、GNG”两端进来通过R1的电阻，此电阻的作用是限流，若后面的线路出现短路时，R1流过的电流就会增大，随之两端压降跟着增大，当超过1W时就会自动断开，阻值增加至无穷大，从而达到保护输入电路+48V不受到负载的影响)限流后进入整流桥。

图2输入过压（保护电路）R1与RV构成了一个简单过压保护电路，RV是一个压敏元件，是利用具有非线性的（半导体）材料制作的而成，其伏安特性与稳压（二极管）差不多，正常情况显高阻抗状态，流过的电流很少，当电压高到一定的时候(主要是指尖峰浪涌，如打雷的时候高脉冲串通过市电串入进来)，压敏RV会显现短路状态，直接截取整个输入总电流，使后面的电路停止工作，此时，由于所有电流将流过R1和RV，因R1只有1W的功率，所以瞬间可以开路，从而保护了整个电路不被损坏。

2、整流滤波电路当交流AC输入时，则桥式整流器是利用二极管的单向导通性进行整流的最常用的电路，将交流电转变为直流电。

当直流DC(+48V)电压直接进入整流桥BD时，输出一个上正下负的直流电压，如果+48V（电源）本身也是直流的，那整流桥的作用就是对输入起到的是极性保护作用，无论输入是上正下负还是上负下正都不会损坏驱动电源，通过C1C2L1进行滤波，图3是一个LCΠ型滤波电路，目的是将整流后的电压波形平滑的直流电。

有源钳位正激电路的分析设计

有源箝位正激变换器电路分析设计1.引言有隔离变换器的DC/DC变换器按照铁芯磁化方式，可分为双端变换器和单端变换器。

和双端变换器比较，单端变换器线路简单、无功率管共导通问题、也不存在高频变换器单向偏磁和瞬间饱和问题，但由于高频变换器工作在磁滞回线一侧，利用率低。

因此，它只适用于中小功率输出场合。

单端正激变换器是一个隔离开关变换器，隔离型变换器的一个根本特点是有一个用于隔离的高频变压器，所以可以用于高电压的场合。

由于引入了高频变压器极大的增加了变换器的种类，丰富了变换器的功能，也有效的扩大了变换器的使用范围。

单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。

在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。

当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。

所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。

而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；dv/dt和di/dt大等。

为了克服这些缺陷，提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了dv/dt和di/dt，改善了电磁兼容性。

因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。

本文主要介绍Flyback 型有源箝位正激变换器的稳态工作原理与电路设计。

2. 有源箝位正激变换器电路的介绍有源箝位正激变换器由有源箝位支路和功率输出电路组成。

有源箝位支路由箝位开关和箝位电容串联组成，并联在主开关或变压器原边绕组两端。

利用箝位电容及开关管的输出电容与变压器绕组的激磁电感谐振创造主开关和箝位开关的Z VS工作条件，并在主开关关断期间，利用箝位电容的电压限制主开关两端的电压基本保持不变，从而避免了主开关过大的电压应力；另一方面，在正激变换器中采用有源箝位技术还可实现变压器铁芯的自动磁复位，并可以使激磁电流沿正负两个方向流动，使其工作在双向对称磁化状态，提高了铁芯的利用率。

有源钳位的发展

有源箝位技术的发展及应用有源箝位正激电路技术虽然已经历十余载，且发展到二次侧新的有源箝位专利第二代及第三代，然而最具有创造力，最有应用价值的仍为第一代初级侧的有源箝位技术。

自从八十年代末以来，VICOR产品的有源箝位ZVS软开关正激拓扑，现在仍旧广泛应用,而且仍旧具有极其旺盛的生命力。

但到二十一世纪，其应用的着眼点不仅在于软开关,而且更着重在磁芯的复位上,以及如何进一步扩展占空比，提高磁心的利用率。

这里将两个典型的P沟MOSFET箝位及N沟MOSFET箝位电路列出，见图1，图2。

图1 P沟MOSFET有源箝位正激DC/DC变换器参考电路图2 N沟MOSFET有源箝位正激DC/DC变换器参考电路其控制IC典型都采用UCC3580这是一个Bi CMOS的电压型有源箝位控制IC。

也是一颗专利IC,盛行于上个世纪九十年代,此外也可以采用UC3843+UC3714来低成本地组合一个有源箝位正激拓朴的控制系统。

此为电流型控制。

然而，今年美国三家公司又都先后推出了新的控制IC。

这就是TI公司的UCC2891~2894，ONSEMI公司的NCP1560以及国家半导体公司的LM5025。

此外，ONSEMI公司还设计了一颗高压有源箝位控制IC,型号为NCP1280。

TI公司又新给出了UCC2897, 这几款有源箝位主控制IC的主要改进之处在于因采用DMOS技术，都可直接接高压（100V ）启动，而NCP1280可以直接接到425V 高压。

此外，还都同时给出控制好二次侧同步整流的控制信号。

以大幅度提高DC/DC的转换效率。

有源箝位的着眼点不仅为了实现软开关，减少开关损耗。

而且还为了减少磁能损失，更好地实现磁芯复位，使软磁材料的磁滞性能造成的能量损失减到最小,并进一步扩展可用占空比。

我们首先讨论LM5025，这是2003年12月才正式面市的产品，它的原理方框图如下，技术上主要进步点在于：图1 LM5025原理方框图① DMOS组成高压恒流源，给出Vcc，继而给出5V基准电压，同时控制逻辑给出过压，欠压锁定，用以保护IC 。

有源箝位正激式电路的特点及其参数设计

Science &Technology Vision科技视界0引言在烟草工业电气设备中,各种电路板和模块上的大量集成电路,需要直流5V 电源供电,通常我们用高于5V 的直流电再通过DC-DC 三端稳压模块变换(一般压差为2V)得到稳定的5V 电源。

实验室用的电源电流一般只有5A,10A,且体积偏大,不适合安装。

有源钳位正激式拓扑电路适合中小功率开关电源的设计,而且结构简单,性能好,适合在烟草工业电气设备中使用。

1有源箝位正激式电路的特点图1有源箝位正激式模型电路有源钳位正激变换器拓扑与传统的单端正激变换器拓扑基本相同,只是增加了辅助开关Qc(带反并二极管)和储能电容Cc,且略去了传统正激变换器的磁恢复电路。

开关Q1和Qc 工作在互补状态。

为了防止开关Q1和Qc 共态导通,两开关的驱动信号间留有一定的死区时间。

采用有源箝位的正激变换器的特点是:变压器是双向对称磁化的,工作在B-H 回线的第一和第三象限,变压器得到了充分利用,因此占空比可以大于0.5,而且开关管的电压应力低,适合与输入电压范围比较宽的应用场合,箝位开关管是零电压开关的,励磁能量和漏感能量全部回馈到电网。

2参数设计2.1功率变压器的设计1)工作频率的设定开关频率的提高有助于开关电源的体积减小,重量减轻。

开关频率提高又增加了开关损耗和磁芯损耗。

本方案通初步确定工作频率和最大占空比如下:工作频率f=170kHz 最大占空比=75%2)根据设计输出功率选择磁芯P O =7.5×20=150(W)考虑有20%裕量和效率,取η=80%,则150×1.2×1.25=225瓦,选择一个传递功率可达300瓦的磁芯,通过Ferroxcube 公司的磁芯手册,选材料代号为3F3的锰锌铁氧体磁芯,材料的损耗曲线如图2所示。

比损耗为100Mw/cm 3对应磁通密度摆幅为0.09T。

这里是第一次选择磁通密度摆幅。

图2比损耗与频率和峰值磁感应关系T=100℃应用面积粗略估计公式:AP=A e A w =P OK ΔBf T()4/3cm4其中:P O ———输出功率(W);ΔB ———磁通密度变化量(T);f T ———变压器工作频率(Hz);K ———0.014(正激变换器)得到AP=2720.014×0.08×170×103()4/3=1.2cm4假定选择磁芯EE32/6/20,查阅手册得到A w =130mm 2A e =130mm 2V e =5380mm 3l e =41.4mm 。

开关电源RCD电路设计

一、引言
反激式变换器具有低成本，体积小，易于实现多路输出等优点，因此被广泛应用于中小功率(≤100w)的电源中。
但是，由于变压器漏感的存在及其它分布参数的影响，反激式变换器在开关管关断瞬间会产生很大的尖峰电压，这个尖峰电压严重危胁着开关管的正常工作，必须采取措施对其进行抑制，目前，有很多种方法可以实现这个目的，其中的RCD 箝位法以其结构简单，成本低廉的特点而得以广泛应用，但是，由于RCD箝位电路的箝位电压会随着负载的变化而变化，如果参数设计不合理，该电路或者会降低系统的效率，或者会达不到箝位要求而使开关管损坏，本文介绍了反激式变换器中的RCD箝位电路的基本原理，给出了一套较为实用的设计方法。
Abstract: The application of RCD circuit in converter can realize low cost and low parts cout .How to design that circuit is introduced.
Keyword: RCD clamp, Flyback converter
三、 RCD 箝位电路的设计
在RCD 箝位电路中电阻 Rc和电容Cc的取值都比较大，因此，箝位电容Cc上的电压在每个开关周期不会有较大的变化，这样，我们可以用一个恒定值 Vclamp来表示箝位电容两端的电源。在此基础上我们可以按以下几个步骤来设计RCD箝位电路。
步骤一：确定箝位电压Vclamp
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反激式变换器中RCD箝位电路的设计
上网时间 : 2004年09月03日

钳位电路介绍

反激式电源中MOSFET的钳位电路输出功率100W以下的AC/DC电源通常都采用反激式拓扑结构。

这种电源成本较低，使用一个控制器就能提供多路输出跟踪，因此受到设计师们的青睐，且已成为元件数少的AC/DC转换器的标准设计结构。

不过，反激式电源的一个缺点是会对初级开关元件产生高应力。

反激式拓扑结构的工作原理，是在电源导通期间将能量储存在变压器中，在关断期间再将这些能量传递到输出。

反激式变压器由一个磁芯上的两个或多个耦合绕组构成，激磁能量在被传递到次级之前，一直储存在磁芯的串联气隙间。

实际上，绕组之间的耦合从不会达到完美匹配，并且不是所有的能量都通过该气隙进行传递。

少量的能源储存在绕组内和绕组之间，这部分能量被称为变压器漏感。

开关断开后，漏感能量不会传递到次级，而是在变压器初级绕组和开关之间产生高压尖峰。

此外，还会在断开的开关和初级绕组的等效电容与变压器的漏感之间，产生高频振铃(图1)。

图1：漏感产生的漏极节点开关瞬态如果该尖峰的峰值电压超过开关元件(通常为功率MOSFET)的击穿电压，就会导致破坏性故障。

此外，漏极节点的高幅振铃还会产生大量EMI。

对于输出功率在约2W以上的电源来说，可以使用钳位电路来安全耗散漏感能量，达到控制MOSFET电压尖峰的目的。

钳位的工作原理钳位电路用于将MOSFET上的最大电压控制到特定值，一旦MOSFET电压达到阈值，所有额外的漏感能量都会转移到钳位电路，或者先储存起来慢慢耗散，或者重新送回主电路。

钳位的一个缺点是它会耗散功率并降低效率，因此，有许多不同类型的钳位电路可供选择(图2)。

有多种钳位使用齐纳二极管来降低功耗，但它们会在齐纳二极管快速导通时增加EMI的产生量。

RCD钳位能够很好地平衡效率、EMI产生量和成本，因此最为常用。

图2：不同类型的钳位电路钳位RCD钳位的工作原理为：MOSFET关断后，次级二极管立即保持反向偏置，励磁电流对漏极电容充电(图3a)。

当初级绕组电压达到由变压器匝数所定义的反射输出电压(VOR)时，次级二极管关断，励磁能量传递到次级。

有源钳位抑制IGBT浪涌电压原理现详解

有源钳位抑制IGBT浪涌电压原理现详解我们都知道，（IGBT）关断时，集电极（电流）的下降率较高，在较大功率的情况下，由于主回路存在较大的杂散电感(为什么要尽量降低杂散电感的一个原因)，从而集电极和发射极产生很大的浪涌电压，甚至会超过IGBT的额定集射极电压，所以IGBT集射极过压保护是设计时不容忽略的一个问题，今天我们就来聊一聊最通用的措施——有源钳位。

IGBT浪涌电压的产生原理如下图：IGBT关断浪涌电压是由于IGBT关断时主电路电流急剧变化。

在主电路的杂散电感上产生高电压而造成的，上图所示，半桥电路接一相负载。

设开关管VT1关断时，VT1集电极电流ic迅速下降，主电路杂散电感感应出电压为：uσ=Lσ*dic/dtdic/dt为集电极电流变化率。

则VT1集射极之间的电压为：uc=U（dc）+Lσ*dic/dt可间，集射极电压uce超过了Udc，出现浪涌电压，如下图所示特别是当关断IGBT时，若主电路短路,i很大,使其下降率更大，uσ更高，uce很容易超过IGBT额定集射极电压，导致IGBT损坏。

传统的无源缓冲吸收电路在大功率情况下，吸收IGBT关断浪涌电压时损耗较大，而且吸收电路占用较大体积。

目前国内外生产的大功率IGBT驱动器采用（检测）导通饱和压降的方法进行短路保护及软关断。

IGBT关断时若发生短路，则会出现保护死区，易造成IGBT损坏。

采用瞬态电压抑制器(TVS)有源箝位的方法，能够较好地抑制浪涌电压，而且能解决IGBT关断时发生短路而导致驱动器短路保护失效的问题。

有源箝位电路可以直接在驱动器上设计，节省体积，损耗小，成本低，抑制速度快，可靠性较高。

有源钳位抑制IGBT浪涌电压原理IGBT是电压控制型开关器件. 开通门极电压阈值典型值是5~7V。

开通和关断门极电压（推荐）值为±15V。

通过改变门极电压Vg，即可对IGBT的开通和关断过程进行控制。

1最基本的下图是最基本的有源钳位电路，只需要TVS管和普通快恢复二极管即可实现：其原理是：当集电极电位过高时，TVS被击穿，有电流流进门极，门极电位得以抬升，从而使关断电流不要过于陡峭，进而减小尖峰。

电流箝位的意思

电流箝位的意思摘要：1.电流箝位的定义2.电流箝位的作用3.电流箝位的应用领域4.电流箝位的原理5.电流箝位的注意事项正文：电流箝位是一种电子技术，用于限制电路中的电流流动。

电流箝位电路可以保护电子设备免受过电流的损害，同时也可以控制电流流动以实现特定的电子功能。

电流箝位的作用是限制电流流动，防止电路过载。

当电路中的电流超过设定值时，电流箝位电路会立即切断电流，以保护电路中的电子元件不受到损害。

电流箝位还可以用于控制电流流动，以实现特定的电子功能，例如，调整音频放大器的输出电流以控制音量。

电流箝位的应用领域非常广泛，涵盖了电子技术的各个方面。

在电源电路中，电流箝位可以用于保护电路免受过电流的损害。

在放大器电路中，电流箝位可以用于控制电流流动，以实现最佳的音频放大效果。

在微处理器电路中，电流箝位可以用于保护微处理器免受过电流的损害。

电流箝位的原理是利用可控硅（thyristor）或场效应晶体管（FET）等半导体器件来控制电流流动。

当电路中的电流超过设定值时，电流箝位电路会立即切断电流。

在设定值以下的电流流动则不受影响。

在应用电流箝位时，需要注意以下几点事项：1.选择合适的电流箝位器件。

不同的电流箝位器件有不同的额定电流和电压，需要根据电路的实际需求进行选择。

2.正确连接电流箝位电路。

电流箝位电路需要连接到电路中的电流检测点，以便准确检测电流流动。

3.调整电流箝位电路的设定值。

电流箝位电路的设定值需要根据电路中的电流需求进行调整，以确保电流箝位电路在合适的时机切断电流。

总之，电流箝位是一种重要的电子技术，用于限制电路中的电流流动，保护电子设备免受过电流的损害，同时也可以控制电流流动以实现特定的电子功能。

有源钳位正激变化器的工作原理

第2章有源箝位正激变换器的工作原理2.1有源箝位正激变换器拓扑的选择单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。

但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和[36]。

传统的磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD箝位技术。

这三种复位技术虽然都有一定的优点，但是同时也存在一些缺陷[37-39]o(1)第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网。

它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较复杂；变压器磁芯不是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大。

(2)RCD箝位技术采用RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单，成本低廉。

它存在的缺点是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。

(3)LCD箝位技术采用无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网，效率较高。

它存在的缺点是：在磁复位过程中，箝位网络的谐振电流峰值较大，增加了开关管的电流应力和通态损耗，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。

而有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的基础上，增加了由箝位电容和箝位开关管串联构成的有源箝位支路，虽然与传统的磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器的成本，但是有源箝位磁复位技术有以下几个优点：(1)有源箝位正激变换器的占空比可以大于0.5,使得变压器的原副边匝比变大，从而可以有效地减少原边的导通损耗；(2) 在变压器磁复位过程中，寄生元件中存储的能量可以回馈到电网，有利于变换器效率的提高；(3) 变压器磁芯双向对称磁化，工作在 B-H 回线的第一、三象限，因而有利于提高了磁芯的利用率；(4)有源箝位正激变换器的变压器原边上的电压是是有规律的方波，能够为副边同步整流管提供有效、简单的自驱动电压信号，因而大大降低了同步整流电路的复杂度图2-2高边有源箝位电路 Fig. 2-2 High-Side a ctive c lamp c ircuit图2-1和图2-2是两种有源箝位正激变换器电路，这两种电路虽然看上去非常^C oOs3^rD3 F VT4D4，oos4CoRIfl VT3图2-1低边有源箝位电路 Fig. 2-1 Low-Side a ctive c lamp c ircuitVin VT2N1:N2■■'Lo'VT1 D1相似，但在工作细节的具体实现上还是存在着不少差别[40]。

剪截电路与箝位电路

二極體箝位電路-2
將二極體反接，結果與上一頁相反，稱為正箝位器
2.2 加有偏壓之二極體箝位器
Eout = 10V(因二極體導通) 電容充電 30-10=20V
電容放電上升20V Eout = - 30 – 20 = - 50V
實作
工作二、工作四、工作六領料
接線 * 2 二極體 * 1 電阻 4.7 kΩ * 1 電容 0.1μF * 1
箝位電路(clamping circuit)又稱為箝位器 (clamper)箝位電路輸出波形及振幅與輸入相同，只是改變了輸入零軸位置而已，又稱路
Eout 0V(因二極體導通) 電容充電10V
電容放電,上升10V Eout= -10-10= - 20V
實驗二
剪截電路與箝位電路
1.剪截電路
剪截電路(Clipping circuit)簡稱為剪截器 (Clipper)其作用是將輸入波形的某一部份加以剪除
減截器
1.1串聯二極體剪截電路
1.2 加有偏壓之串聯二極體剪截電路
1.3 並聯二極體剪截電路
1.4 加有偏壓之並聯二極體剪截電路
2. 箝位電路

钳位电路介绍

反激式电源中MOSFET的钳位电路输出功率100W以下的AC/DC电源通常都采用反激式拓扑结构。

这种电源成本较低，使用一个控制器就能提供多路输出跟踪，因此受到设计师们的青睐，且已成为元件数少的AC/DC转换器的标准设计结构。

不过，反激式电源的一个缺点是会对初级开关元件产生高应力。

反激式拓扑结构的工作原理，是在电源导通期间将能量储存在变压器中，在关断期间再将这些能量传递到输出。

反激式变压器由一个磁芯上的两个或多个耦合绕组构成，激磁能量在被传递到次级之前，一直储存在磁芯的串联气隙间。

实际上，绕组之间的耦合从不会达到完美匹配，并且不是所有的能量都通过该气隙进行传递。

少量的能源储存在绕组内和绕组之间，这部分能量被称为变压器漏感。

开关断开后，漏感能量不会传递到次级，而是在变压器初级绕组和开关之间产生高压尖峰。

此外，还会在断开的开关和初级绕组的等效电容与变压器的漏感之间，产生高频振铃(图1)。

图1：漏感产生的漏极节点开关瞬态如果该尖峰的峰值电压超过开关元件(通常为功率MOSFET)的击穿电压，就会导致破坏性故障。

此外，漏极节点的高幅振铃还会产生大量EMI。

对于输出功率在约2W以上的电源来说，可以使用钳位电路来安全耗散漏感能量，达到控制MOSFET电压尖峰的目的。

钳位的一个缺点是它会耗散功率并降低效率，因此，有许多不同类型的钳位电路可供选择(图2)。

有多种钳位使用齐纳二极管来降低功耗，但它们会在齐纳二极管快速导通时增加EMI的产生量。

RCD钳位能够很好地平衡效率、EMI产生量和成本，因此最为常用。

图2：不同类型的钳位电路钳位RCD钳位的工作原理为：MOSFET关断后，次级二极管立即保持反向偏置，励磁电流对漏极电容充电(图3a)。

当初级绕组电压达到由变压器匝数所定义的反射输出电压(VOR)时，次级二极管关断，励磁能量传递到次级。

T型三电平与二极管箝位型三电平导通损耗的对比

T型三电平与二极管箝位型三电平导通损耗的对比T型三电平和二极管箝位型三电平均是现代高功率变流器中常用的多电平拓扑结构。

它们都可以有效降低变流器中的谐波，提高输出电压质量和效率。

但两种结构的损耗和产生方式不同。

本文将比较T型三电平和二极管箝位型三电平导通损耗方面的特点。

1、T型三电平T型三电平是一种基于双向开关的多电平拓扑结构，其中并联的三个电容器能够使输出电压具有三个电平。

T型结构使得每个开关在两个电平之间切换，且每个开关开通或关闭的时间不同。

这使得变流器输出电压具有不同电平，从而有助于减小输出电压和电流中的谐波。

由于T型三电平的工作原理，每个开关交替工作时，将产生导通损耗和关断损耗。

其中，导通损耗主要与开关的导通电阻、电流和电压有关，而开关的关断损耗主要由于反馈电容内的能量无法立即释放而产生。

此外，T型三电平使用的开关器件需要有更高的电压和电流承受能力。

2、二极管箝位型三电平二极管箝位型三电平也称为CLS电路，其基本结构为在一个半桥拓扑结构中，加入两个二极管和两个中点箝位电容器。

当一个半桥中的开关IGBT导通时，箝位电容器充电，同时其它半桥中的开关和二极管组成的箝位回路将箝位电容器放电。

这种结构的关键在于，当IGBT关闭时，箝位电容器能够保持电压不变，因此输出电压具有三个电平。

与T型三电平相比，二极管箝位型三电平使用的开关器件可以是低压低电流型，能够更好的适应各类工业设备。

在导通损耗方面，二极管箝位型三电平的导通损耗主要与开关的导通电阻和二极管的倒向电流有关，而关断损耗则主要由于反馈电容器内能量的释放。

3、对比从导通损耗的对比来看，由于T型三电平需要高压和高电流承受能力的开关器件，因此其导通损耗要大于二极管箝位型三电平，而箝位型三电平中使用的开关器件可以是小尺寸、低耗组件，导通损耗相对较小。

此外，箝位型三电平也具有较低的应用成本，更易于应用于工业设备。

总之，T型三电平和二极管箝位型三电平均是实现多电平拓扑结构的有效方式，两种结构均可在减小输出电压和电流中的谐波方面发挥重要作用。

钳位电路和箝位二极管

一、限幅电路图一是二极管限幅电路，电路（a）是并联单向限同上电路，电路（b）是串联单向限幅电路；电路（C)是双向限幅电路，三种电路的工作原理相同，现以电路（C）说明：分析电路原理时认为二极管的正向电阻Rf为零反向电阻Rr为无限大，当Ui>E1时，D1导通，则Uo=E1；反之，当Ui<E2时，D2导通，则Uo=-E2;而当E2〈Ui<E1时，D1和D2截止，Uo随Ui而改变，故输出波如图（C）所示。

按式R=来选限流电阻。

例如设二极管D的Rf=200欧及Rr=500千欧，可算得R≈10千欧，E1、E2可按要求限幅电平来选取，但要考虑二极管的正向压降（硅管约为0.6伏，锗管约为-0. 3伏）的影响。

图一、二极管限幅电路二、箝位电路箝位的作用是使信号的起始电平固定在某个数值上，以图二说明：当电路输入一矩形波信号Ui。

若无D时，Ui中的直流分量U被C隔开，只有交流分量传至输出端，使用输出信号失去直流分量而改变了起始电平，用了箝位二极管D后，当Ui=E时，D截止，C充电，因时间常数RC很大，所以输出Uo稍微下降了△U；当Ui突然变至零时，D导通；C经D很快放电，输出从-△U很快趋于零，因此输出信号被D箝位于零起始电平，也可以说，恢复了直流分量。

图二、二极管箝位电路箝位电路可以把信号箝位于某一固定电平上，如图三（a）电路，当输入Ui=0期间，D截止，U o=-Eo；而当输入Ui突变到Um瞬间，电容C相当短路，输出Uo由-Eo突变至Um，这时D截止，C经R及Eo充电，但充电速度很慢，使Uo随C充电稍有下降；当Ui从Um下降为零瞬间，Uo也负跳幅值Um，此时D导通，C放电很快，因此输出信号起始电平箝位于-Eoo同理，电路（b）的输出信号箝位于Eoo值得注意的是，箝位电路不仅使输出信号的起始电平箝位于某一电平，而且能使输出信号的顶部电平箝位于某一数值，电路元件估算公式如下：式一式中：Rf、Rr为二极管正向、反向电阻。

反激RCD钳位计算

反激式变换器中RCD箝位电路的设计在反激式变换器中，箝位电路采用RCD形式具有结构简单，成本低廉等优点，本文详细论述了该种电路的设计方法。

Abstract:Theapplication of RCD circuitin converter can realizelow cost and low partscout.How to design that circuit is introduced.Keyword:RCD clamp,Flyback converter一、引言反激式变换器具有低成本，体积小，易于实现多路输出等优点，因此被广泛应用于中小功率(≤100w)的电源中。

但是，由于变压器漏感的存在及其它分布参数的影响，反激式变换器在开关管关断瞬间会产生很大的尖峰电压，这个尖峰电压严重危胁着开关管的正常工作，必须采取措施对其进行抑制，目前，有很多种方法可以实现这个目的，其中的RCD箝位法以其结构简单，成本低廉的特点而得以广泛应用，但是，由于RCD箝位电路的箝位电压会随着负载的变化而变化，如果参数设计不合理，该电路或者会降低系统的效率，或者会达不到箝位要求而使开关管损坏，本文介绍了反激式变换器中的RCD箝位电路的基本原理，给出了一套较为实用的设计方法。

二、反激式变换器中RCD箝位电路的工作原理图为RCD箝位电路在反激式变换器中的应用。

图中：V clamp:箝位电容两端间的电压V in:输入电压V D:开关管漏极电压L p:初级绕组的电感量L lk:初级绕组的漏感量该图中RCD箝位电路的工作原理是：当开关管导通时，能量存储在Lp和Llk中，当开关管关闭时，Lp中的能量将转移到副边输出,但漏感Llk中的能量将不会传递到副边。

如果没有RCD箝位电路，Llk中的能量将会在开关管关断瞬间转移到开关管的漏源极间电容和电路中的其它杂散电容中，此时开关管的漏极将会承受较高的开关应力。

若加上RCD箝位电路，Llk中的大部分能量将在开关管关断瞬间转移到箝位电路的箝位电容上，然后这部分能量被箝位电阻Rc消耗。

IGBT有源钳位技术

IGBT应用技术之有源钳位详解IGBT关断尖峰电压产生原理：在光伏逆变器等大功率应用场合，主电路（直流电容到IGBT模块间）存在较大杂散电感(几十到数百nH)。

IGBT关断时，集电极电流下降率较高，即存在较高的dioff/dt，在杂散电感两端感应出电动势，方向与直流母线电压一致，并与直流母线一起叠加在IGBT两端。

从而使IGBT集电极-发射极间产生很大的浪涌电压，甚至会超过IGBT额定集射极电压，使IGBT 损坏。

传统的无源缓冲吸收电路（RC）在大功率应用场合，吸收IGBT关断尖峰电压时损耗较大，有时会使吸收电路温升过高，造成额外的风险，而且吸收电路占用较大体积。

IGBT 关断时若发生短路，尖峰电压更高，会出现保护死区，易造成IGBT损坏。

目前国内外生产的大功率IGBT驱动器采用检测导通饱和压降的方法进行短路保护及软关断。

采用瞬态电压抑制器(TVS)有源箝位的方法，能够较好地抑制浪涌电压，而且能解决IGBT关断时发生短路而导致驱动器短路保护失效的问题。

有源箝位电路可以直接在驱动器上设计，节省体积，损耗小，成本低，抑制速度快，可靠性较高。

文章来源：/qd/25.html IGBT 的关断尖峰电压是由于通过IGBT 的电流在IGBT 的关断时而产生的瞬时高电压。

这个过程可以以下左图所示的感性负载半桥电路的关断过程来说明。

假设Q2 截止，Q1 处于开通状态。

若主回路为理想电路且不存在寄生电感，当Q1 由导通变截止时，由于感性负载电流不能突变，将通过续流二极管D2 续流，以构成电流回路。

此时Q1上的电压将上升，直到它的值达到比母线电压Ed高出一个二极管的压降值才停止增加。

但在实际的功率电路中存在寄生电感，如图中的等效寄生电感LS。

当Q1 截止时，电感LS 阻止负载电流Io向Q2 的续流二极管D2 切换。

在电感LS 两端产生阻止母线电流变化的电压，它与电源电压相叠加以尖峰电压的形式加在Q1 的两端。

在极端情况下，该尖峰电压会超过IGBT 的VCES 额定值，并能使IGBT 损害，在实际应用中，寄生电感LS分布于整个功率电路中，但是效果是等同的，上下图是尖峰电压的波形图。