电子设计制作-D类功放设计学习指导-2014

D类功放系统设计学习指导书课程：电子设计制作编著：任国海2015年2月第一部分音频功放基本知识一、常用模拟功放的原理与特点1、A类（甲类）功率放大器（/av/HIHI/973.html）A类放大器（又称甲类放大器）的特点是不论是否输入信号，其输出电路恒有电流流通，而且这种放大器通常是在特性曲线的线性范围内操作，如图1所示，以求放大后的信号不失真。

所以它的优点，是失真度小，信号越小传真度越高，最大的缺点是“效率”（Power Efficiency）低，最大只有25%，不输入信号时丝毫不降低消耗功率，极不适合做功率放大。

但因其高传真度，部分高级音响器材仍采用A类放大器。

图1 A类放大原理图2(a)、(b)皆属A类放大器，设计时让V CE=0.5Vcc，以求最大不失真范围。

注意到Vi不输入时仍有0.5Vcc/R L的电流流过晶体管，所以晶体管需要良好的散热环境。

由于“共集极”组态（图2(a)又称射极跟随器）转移特性曲线较“共射极”组态（图2(b)）有较佳的线性度（亦即失真较低）及较低的输出组抗，因此，同属于A类放大器，射级随耦器却较常被当成输出级使用（“共射级”组态较常被当成“驱动级”使用）。

图2 A类放大器图3 变压器耦合A类放大器图4 变压器耦合A 类放大器的直流负载特性2、B 类（乙类）功率放大器电路（/av/HIHI/974.html ）B 类功率放大器（乙类功率放大器）工作点在特性线极端处的一种放大器，如图1所示。

当没有信号输入时，输出端几乎不消耗功率。

所以，若将上图的左图V BB 拿掉，则根据定义，这种零偏压的电路就是一种B 类放大器。

然而，由于它的静态点在（V CC ，0）处，因此，对于一个正弦波输入信号，它的输出端波形只剩半个周期是可以预期的。

弦解决上述问题的方法，是将另一半周期的信号以一PNP 型BJT 与原射级跟随器相接，形成所谓的“互补式射级跟随器”，又称为“B 类推挽式放大器”，如图5所示。

其动作原理，在Vi 的正半周其间，Q1导通且Q2截止，所以，形成图2的输出端正半周正弦波；同理，当Vi 为负半周时，Q1截止而Q2导通，结果形成输出端负半周正图5 B 类功率放大器电路图波，如图2虚线部分所示。

失真，如6所示，这种失真我们称它做“交越失真”（Cross-Over Distortion ）。

图6 B 类功率放大器特性图由于B 类推挽式放大器在无输入信号时不消耗功率，因此它较A 类放大器有更高的最大功率效益（可达78%）。

然而，由于推挽式放大器的信号振幅范围有一段是在特性线的非线性区域上，因此导致严重的实际的乙类推挽功率放大电路不是靠几只元件就能完成的，要使它可靠工作，还要有必要的附属电路才行。

（1）双电源电路图8 双电源乙类推挽功率放大电路采用复合管取代互补管，构成准互补推挽电路。

复合管T 1、T 3等效为NPN 型管， 复合管T 2（PNP 型）与T 4等效为PNP 型管。

其中，T 1、T 2为小功率管，它们之间是互补的，T 3、T 4为大功率管，它们是同型，便于特性配对，故称为准互补推挽电路。

T 1、T 2为保护管，R 1、R 2为过流取样电阻。

电流保护原理（ 以保护管T1为例）：正常时，V R1＜V BE1(on)，T 1截止，不起保护作用。

异常时，V R1＞V BE1(on)，T 1导通，分流T 3管的输入激励电流，限制T3管的输出电流，起到了限流保护作用。

T 2对T 4的限流保护作用同上。

（2）单电源电路互补推挽功率放大器中的功率管接成射极跟随器，电压增益小于1。

若要求功率管充分利用，输出最大信号功率，则R L 上的信号电压振幅达到接近电源电压（单电源时，接近Vcc/2）。

为此，要求输入激励级为互补功率管提供振幅接近电源电压的推动电压。

T 3为输入激励级，R 为T 3的直流负载（忽略功率管的静态基极电流），直流负载线如图9－I 。

交流负载r ≈R ∥r i <R 。

得交流负载线如图9－Ⅱ所示。

可见，T3管的最大输出信号电压振幅受到截止失真的限制，其值小于V CC /2。

若使r >R ，则交流负载线如9－Ⅲ所示，输出信号电压振幅不受截止失真限制，可接近Vcc/2。

图9 单电源乙类推挽功率放大电路改进电路：将R 1、R 2取代R ，接入大容量电容C 2。

作用：对交流近似短路，交流电位由O经C 2自举到C 点，即v C ≈v O 。

原理：由于互补输出级的电压增益接近于1，因而v B ≈v O ≈v C ，通过R 2的交流电流i ≈0，因而从B 点向虚线框看进去的交流电阻（v b /i ）很大，趋于无穷，T 3的交流负载电阻便近似等于T1（或T2）电路的输入电阻。

图10 单电源乙类推挽功率放大电路3、AB 类功率放大器（又称-甲乙类功率放大器） （/av/HIHI/975.html ）B 类推挽式放大器的交越失真，是由于信号大小在-0.6V<Vi<0.6V 之间时，Q 1、Q 2皆无法导通所引起的（图5），因此，如果我们在Q 1及Q 2的V BE 之间加上两个0.6V 的电池，使输入信号在±0.6V 之间大小时，Q 1、Q 2也可以导通（彷佛一个A 类放大器有加上V BB 偏压一般），以降低失真，这种情形，就是AB 类放大器，如图11所示。

AB 类放图11 AB 类放大器大器所产生的失真虽然比B 类放大器小，但这项改进所付出的代价是待命功率的浪费及功率效率的损失。

Q 1特性曲线Q 2特性曲线 Q 1特性曲线Q 2特性曲线图12(a) B类放大器的交越失真 图12(b) AB 类放大器消除交越失真图13 变压器耦合AB 类推挽图14 AB 类放大器对于交叉失真的改善情形各种类型放大器优缺点比较：A 类放大器B 类放大器 AB 类放大器工作点位置 负载线中点 负载线截止点负载线中点与截止点之间 导通角度θ=360° θ=180° 180°＜θ＜360失真度失真最小失真度略高于AB 类，有交叉失真 可消除交叉失真功率转移效率 效率最低，在50%以下 效率约为50%至78.5% 效率略低于B 类主要用途失真度低的小功率放大器大功率放大器一般的音响扩大机二、D 类音频放大器（/ARTICLES/2005AUG/PDF/2005AUG18_POW_NTBE GINNERS22.PDF?SOURCES=DOWNLOAD ； /k-333.htm ；/newspic/200742710154695092.pdf ；/view/c433e7956bec0975f465e277.html ）D 类放大器所采用的技术其实就是脉宽调制技术PWM 。

通常为了不失真地放大最高频率分量为20kHz 的音频信号，其三角波的重复频率最好在250kHz 以上，以减小对于输出滤波的要求。

这种D 类放大器的基本原理图如图3所示。

图3中的三角波可以采用如图4的电路来产生。

图3：D 类放大器的原理图图4：三角波发生器为了降低失真，在D 类放大器中也经常采用负反馈，如图5所示。

一种替代PWM 的方案是脉冲密度调制（PDM ），它在给定时间窗口（脉冲宽度）的脉冲数正比于输入音频信号的平均值。

其单个的脉宽不像PWM 那样是任意的，而是调制器时钟周期的“量化”倍数。

1 bit Σ-Δ调制是PDM 的一种形式。

Σ-Δ调制中的大量高频能量分布在很宽的频率范围内，而不是像PWM 那样集中在载波频率的倍频处，因而Σ-Δ调制潜在的EMI 优势要好于PWM 。

在PDM 采样时钟频率的镜像频率处，能量依然存在；但在3 MHz ～6 MHz 典型时钟频率范围，镜像频率落在在音频频带之外，并且被LC 低通滤波器强烈衰减。

把PWM 调制方式的D 类功放中产生PWM 信号的模块，用一个Σ-Δ方式的ADC 代替, 就形成了Σ-Δ调制方式的D 类功放，Σ-Δ调制具有较低的输出噪音和总谐波失真。

一阶Σ-Δ调制的原理如图6所示。

图5 具有反馈控制的PWM 调制D 类功放图6 一阶Σ-Δ调制器1Bit ADC1Bit DAC1Bit 数据流高阶Σ-Δ调制的原理如图7所示。

图7 I阶Σ-Δ调制器图8就是一个一阶Σ-Δ调制的D类放大器。

图8 Σ-Δ调制D类放大器采用D类开关放大电路可明显提高功放的效率。

D类功放将音频信号转变为宽度随信号幅度变化的高频脉冲，控制功率管以相应的频率饱和导通或截止，功率管输出的信号经低通滤波器驱动扬声器发声。

因功率管大部分时间处于饱和导通和截止状态，功率损耗很小，其效率可达90%以上。

典型的D类功放可提供200W输出，效率达94%，谐波失真在1%～2.8%。

D类功放保真度不如线性放大器，但在很多场合已能满足要求，例如汽车音响系统只要求低功率输出时失真小于2%，满功率输出时小于5%，而且经过改进D类功放的性能还将有所提高。

另外，D类功放不存在交越失真。

D类放大器的失真主要是由以下因素所引起：1. 采样时的脉宽误差和量化误差2. 驱动管的死区和延时3. 功放管的导通时间和体二极管恢复4. 输出滤波电感和电容的非线性D 类开关放大器的概念源于50年前，但因其工作频率至少应为音频信号上限频率（20kHz ）的4～5倍，早期采用电子管、晶体管的电路在功率、效率等方面还不能充分体现其优越性。

20世纪80年代出现了开关速度和导通损耗满足要求的MOSFET ，近年来又出现了集成前置驱动电路，如Harris 公司的HIP4080，从而推动了D 类功放的实用发展。

D 类功放所用的MOSFET 为N 沟道型，因为N 型沟道MOSFET 的导通损耗仅为相应规格的P 沟道MOSFET 的1/3。

三、具有反馈控制的PWM 调制D 类功放设计 1、电路系统基本结构框架D 31N 5819D 41N 5819D55V 0.5WC 190.1uFQ5IRF630R21+25V D111N5819LINV C C1VB HO D10HER107-25V+12VJS-25V -25VC850V 10uF C650V 10uFC 14D 7第二部分PWM调制型D类功放电路参数设计一、功放设计指标（1）输入信号电平：标准接口信号0dB（0.775V rms），（2）输出功率：P o = 20W（3）输出负载：R L = 8Ω二、参数设计（2）为便于信号的接口，输入阻抗应远大于信号输出设备的内阻，可设定交流输入阻抗为3k Ω左右，第一级采用电压跟随电路，U 4选用LM310。

（3）R 18用于输出音量的调节，选用1k Ω电位器。

（4）U 1选用高速运算放大器LT1220，增益设计为：42775.02420≈⨯⨯R R ，同时要求，取R 24=5.1k ，R 20=18k 。