GPS低噪声放大器的设计
GPS宽带低噪声放大器及小型化阵列天线研究
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第一章 绪论
1
第一章
绪论
1.1 研究背景和意义
低噪声放大器是现代微波通信、雷达、电子战系统中的重要部件，它处于接 收系统的前端，对天线接收到的微弱射频信号进行线性放大，同时抑制各种噪声 干扰，提高系统灵敏度。由于LNA在接收系统中的特殊位置和作用，该部件的设 计对整个接收系统的性能指标起着关键作用[1]。 如果在接收系统的前端连接高性能的低噪声放大器，在低噪声放大器增益足 够大的情况下，就能够抑制后级电路的噪声，则整个接收机系统的噪声将主要取 决于放大器的噪声。如果低噪声放大器的噪声系数降低，接收机系统的噪声系数 也会变小，信噪比得到改善，灵敏度大大提高。由此可见微波低噪声放大器的性 能制约了整个接收系统的性能，对于整个接收系统技术水平的提高，也起了决定 性的作用。 随着科技在无线通讯不断进步，人们对天线设计和天线功能的预期值也逐步 提高。要求天线的体积小、效率高、宽频带、造价低廉且易于架设，并且能够很 容易的导入复杂系统中。如果工程师们可以设计出满足这样要求的天线它将可以 满足几代无线通信系统对天线的要求。然而，使用传统的小型化天线技术来设计， 上述的要求往往是互相矛盾的。例如，小型化天线如果不连接匹配网络结构，其 整体效率是很低的。因为在通常情况下，它的输入电阻和电抗与 50欧电源阻抗匹 配很差。设计电抗性和电阻性匹配网络的是一个很有挑战性的工作，因为在天线 系统中加入匹配网络往往会给系统的整体效率带来限制。 同时，随着多媒体时代的到来，人们要求未来的无线通信系统能够承载更大 的信息流量，例如，多元天线的使用就是一种有效的改善天线可靠度和提高信道 频带宽度的方法。但是将多个天线整合在一个狭小的空间内，会导致天线之间强 烈的耦合现象，系统中良好的隔离度是很难保持的。天线之间的耦合现象会导致 信号从一个天线泄露到另一个天线，从而增加了天线之间的信号相关性，导致天 线端口的能量流失现象，进一步降低了天线的辐射效率。通常情况下，天线之间 的信号隔离度可以用增大间距这种手段来提高，但是，在手机终端或者小型飞行 物这种严格限制空间的条件下，距离往往是受到限制的。 对于阵列天线和去耦网络这一模型的设计研究将对无线通信系统之中天线传 输效率的改进产生一定的帮助和推动作用。
射频前端设计中的低噪声放大器设计原则
射频前端设计中的低噪声放大器设计原则在射频前端设计中，低噪声放大器是至关重要的组成部分。
在设计低噪声放大器时，需要遵循一些原则以确保放大器的性能达到最佳状态。
首先，要选择合适的器件。
在设计低噪声放大器时，应选择高品质、低噪声的放大器器件。
常用的低噪声放大器器件包括场效应晶体管（FET）和双极晶体管（BJT）。
这些器件的噪声特性直接影响到整个放大器的性能，因此选择适当的器件至关重要。
其次，要注意电路匹配。
在低噪声放大器设计中，电路匹配是十分重要的。
通过进行合适的匹配，可以降低信号与噪声之间的干扰，从而提高放大器的性能。
电路匹配通常通过使用阻抗匹配网络来实现，确保输入与输出之间的阻抗匹配良好。
此外，要注意布局设计。
在低噪声放大器设计中，良好的布局设计可以有效地减少干扰和噪声。
应尽量减少电路路径长度，降低电路中的电感和电容，以减少信号与噪声之间的相互影响。
此外，应注意良好的接地设计，确保信号的良好接地，避免地线回流和干扰。
另外，要进行合适的偏置设计。
在低噪声放大器设计中，正确的偏置设计可以有效地提高放大器的性能。
合适的偏置电流可以提高放大器的线性度和稳定性，从而减少噪声的影响。
应根据所选用的器件类型和工作频率进行合适的偏置设计，以确保放大器性能的优化。
最后，要进行合适的仿真和测试。
在设计低噪声放大器时，应进行充分的仿真和测试，以验证电路设计的正确性和性能。
通过仿真可以提前发现潜在问题并进行调整，从而减少后期调试的时间和成本。
在实际测试中，应使用专业的测试设备和方法进行性能测试，确保放大器的性能达到设计要求。
综上所述，在设计射频前端中的低噪声放大器时，需要遵循一些设计原则，包括选择合适的器件、注意电路匹配、注意布局设计、进行合适的偏置设计以及进行充分的仿真和测试。
通过遵循这些原则，可以设计出性能优异的低噪声放大器，从而提高整个射频前端系统的性能和可靠性。
GPS与北斗二代双频接收机低噪放模块设计实现
GPS与北斗二代双频接收机低噪放模块设计实现摘要设计并实现了一款覆盖gpsl1波段和北斗二代b1波段的低噪放模块。
该模块中的低噪声放大器使用分立元件搭建，匹配电路调试灵活，满足了模块对输入输出驻波的高要求。
测试结果表明，低噪放模块增益为26db，带内增益平坦，输入输出驻波<1.5，噪声系数<2db，带外抑制度80dbc，输出1db压缩点8dbm，满足了导航系统接收机前端对低噪放模块的要求。
全球定位系统(gps)是20世纪70年代由美国陆、海、空3军联合研制的新一代空间卫星导航定位系统，其主要目的是为陆、海、空3大领域提供实时、全天候和全球性的导航服务。
北斗导航系统是我国自主研发、拥有独立知识产权的全球卫星导航系统。
根据全球卫星导航系统的定位原理及卫星信号特征，为实现接收机快速、连续、精确定位，多个卫星导航系统组合使用是未来发展的趋势。
本文就gps和北斗二代导航系统在接收机前端的组合应用进行了探索。
高噪放模块的主要功能就是将天线所发送至的射频信号展开低噪声压缩，滤波后输入至接收机。
本文设计同时实现了一款全面覆盖gpsl1波段(1575.42±1.023mhz)和北斗二代b1波段(1561.098±2.046mhz)的低噪摆模块，其具备输入输出驻波大、增益低、噪声系数大、拎外复制度低、输入1db放大点高等优点，可以用作导航系统的接收机前端。
1概述本方案的低噪摆模块主要由远距滤波器、低噪声放大器和衰减器等共同组成，总体框图例如图1右图。
对于模块设计，低噪声放大器一般选取集成芯片;在增益、噪声系数等指标上，单片低噪声放大器比分立元件有较大优势。
但由于本模块对输入输出驻波要求较高，而集成芯片的驻波难以调试，所以选用分立元件搭建低噪声放大器。
第一级带通滤波器选用介质滤波器。
介质滤波器可滤除系统不需要的频段，也可承受较大的功率，能够用来保护低噪声放大器免受大功率输入信号的烧毁。
一种适用于卫星通信的低噪声放大器设计
Technology Study技术研究DCW0 引言在卫星通信系统中，矩形波导有较低的差损特性。
在天线溃电网络、接收机等设备中，矩形波导作为三维结构的无源器件，得到广泛使用。
有源电路如固态芯片一般是基于二维微带电路设计，在有源电路和无源波导集成的系统中，需要二维结构和三维结构之间的过渡，一般采用波导微带过渡的形式。
说到卫星通信，不得不说接收机，它是卫星通信下行链路建立的关键设备，接收机的噪声系数指标和天线的增益指标，直接决定系统的G/T值。
而G/T值是衡量卫星通信系统下行链路的关键指标，决定系统接收信号的好坏，决定系统接收质量的好坏。
接收机设计的关键就是低噪声放大器的设计，而低噪声放大器设计的关键，就是噪声系数指标和输入驻波特性。
低噪声放大器设计，需要根据低噪声管的管芯阻抗特性参数，设计相应的输入匹配以及相应的噪声匹配。
设计一种匹配，设计起来比较容易实现，难就难在怎么把输入匹配和噪声匹配都设计好[1]。
实现噪声匹配的时候，输入匹配也不差，这是一个矛盾的两个参数，往往把一个指标匹配好了，另一个指标要变差，反之也是如此。
所以设计时需要找到一个平衡点，让两者离最佳匹配点尽可能近，两者的指标都可以接受。
本文给大家介绍一种适用于卫星通信的Ku扩展频段低噪声放大器，采用波导到同轴再到微带线的形式设计无源过渡部分；采用最佳噪声匹配，同时优化输入匹配，设计有源放大部分。
1 低噪声放大器设计低噪声放大器设计原理图如图1所示。
它由两部分组成：一个是无源电路部分——波导同轴微带过渡；另外一个是有源电路部分——低噪声放大。
无源电路实现波导三维结构与微带平面二维结构之间的过渡；有源电路实现对高频微弱信号的低噪声放大。
图1 低噪声放大器设计原理图在三维高频电磁仿真软件 HFSS里，建立了一种波导同轴微带探针过渡的 HFSS仿真模型，如图 2（a）所示，波导选用 WR-75标准波导。
该模型在波导的E面中心插入同轴探针，通过调整同轴探针距波导短路面的距离、同轴探针插入的深度、同轴探针的尺寸等参数，优化端口输入驻波。
北斗导航接收通道低噪声放大器设计
(5)
1 - ISJ2 - %|2 + IAI2
2IS12I IS211
(6)
其中K为稳定系数。当满足公式(5)和公式(6)
时,放大器无条件稳定。当放大器不稳定时，通常引入
负反馈或在输入输出端串联小电阻，此类方法均是牺
牲增益和噪声系数来换取稳定m。
4低噪声放大器设计与仿真
4. 1偏置电路设计 偏置电路决定了放大器的静态工作点，关系到噪
声系数需小于2.3dBo 3.2增益
北斗卫星信号通过放大、滤波和下变频成为中频
Hale Waihona Puke 信号，北斗基带芯片采样时要求中频信号功率大于
OdBm⑹。所以，当输入信号功率为-127. 6dBm时，接
收通道增益需要大于127. 6dBo 接收通道上的射频集成芯片自带低噪声放大器、
混频器和中频放大器。其中低噪声放大器的增益为
42dB,混频器和中频放大器的增益为60dB。因此，接
收通道前端的低噪声放大器增益需要大于25. 6dB0 考虑到天线朝向、房屋遮挡和地球纬度等因素,增益设
为28dBo
3.3稳定性 放大器的稳定性决定了其能否正常工作，当反射
波超出稳定范围时放大器会出现震荡现象。放大器的
稳定性由各端口的S参数决定：
IAI = ISnS22 -S125211 <1
《电扎卄矣》(2019. No.3)
经过滤波器抗干扰设计,极大提高了对环境的适 应性。经过理论分析和计算，噪声系数为1.29,增益 为30dBo
-116.8 dBm的QPSK调制信号。为了满足接收通道
< 电气什矣〉(2019. No. 3)
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增益的要求,本文设计成两级级联放大的结构,第一级 采用pHEMT晶体管ATF-54143,该类晶体管具有低 噪声、超高速等优点，第二级选用固定增益射频芯片 ABA-31563提供足够的增益。同时,接收通道输入 端插入低插损的宽带滤波器，级间插入高带外抑制的 窄带滤波器，放大器后级联滤波器。本文的抗干扰设 计能够保证接收通道对WIFI、蓝牙等相近频点的信号 有足够的抑制度，同时抑制北斗L频点频率为 1.61568GHz ±4. 08MHz的信号，避免收发干扰。
GPS接收机低噪声放大器设计
GPS接收机低噪声放大器设计低噪声放大器(Low Noise Amplifier，LNA)广泛应用于射电天文、卫星接收、雷达通信等收信机灵敏度要求较高的领域，主要作用是放大所接收的微弱信号、降低噪声、使系统解调出所需的信息数据。
而噪声系数(Noise Figure，NF)作为其一项重要的技术指标直接反映整个系统的灵敏度，所以LNA 设计对整个系统的性能至关重要。
1 GPS 接收机低噪声放大器的设计设计的LNA 主要指标为：工作频率为1 520～1 600 MHz；噪声系数NFO．50 dB；增益G16．0 dB；输入驻波比2；输出驻波比1．5。
1．1 器件选择选择合适的器件，考虑到噪声系数较低、增益较高，所以选择PHEMT GaAsFET 低噪声晶体管。
在设计低噪声放大器前，首先要建立晶体管的小信号模型，一般公司都会提供具有现成模型的放大器件。
这里选择Agilent 公司的生产的ATF-54143。
1．52～1．60 GHz 频带内，设计反τ型匹配网络，该匹配网络由集总元件电感、电容构成。
选择电感时，要选择高Q 电感。
为了在模拟仿真中能够与实际情况相符合，选用Murata 公司的电感和电容模型。
这里选用贴片电感型号为LQWl8，贴片电容型号为GRMl8，电感LQWl8 在1．6 GHz 典型Q 值为80。
1．2 直流偏置在设计低噪声放大器中，设计直流偏置的目标是选择合适的静态工作点，静态点的好坏直接影响电路的噪声、增益和线性度。
由电阻组成的简单偏置网络可以为ATF-54143 提供合适的静态工作点，但温度性较差。
可用有源偏置网络弥补温度性差的缺点，但有源偏置网络会使电路尺寸增加，加大了电路板排版的难度以及增加了功率消耗。
在设计实际电路中，要根据具体情况选择有源偏置网络，或是电阻偏置网络。
就文中的LNA 而言，考虑到结构和成本，这里选择电阻无源偏置网络。
采用Agilenl 的ATF54143，根据该公司给出的datasheet 指标，设计Vds=3．8 V、Ids=ll mA 偏置工作点。
低噪声放大器的两种设计方法与低噪声放大器设计实例
低噪声放大器的两种设计方法与低噪声放大器设计实例低噪声放大器的两种设计方法低噪声放大器（LNA）是射频收发机的一个重要组成部分，它能有效提高接收机的接收灵敏度，进而提高收发机的传输距离。
因此低噪声放大器的设计是否良好，关系到整个通信系统的通信质量。
本文以晶体管ATF-54143为例，说明两种不同低噪声放大器的设计方法，其频率范围为2～2．2 GHz；晶体管工作电压为3 V；工作电流为40 mA；输入输出阻抗为50 Ω。
1、定性分析1.1、晶体管的建模通过网络可以查阅晶体管生产厂商的相关资料，可以下载厂商提供的该款晶体管模型，也可以根据实际需要下载该管的S2P文件。
本例采用直接将该管的S2P文件导入到软件中，利用S参数为模型设计电路。
如果是第一次导入，则可以利用模块S-Params进行S参数仿真，观察得到的S参数与S2P文件提供的数据是否相同，同时，测量晶体管的输入阻抗与对应的最小噪声系数，以及判断晶体管的稳定性等，为下一步骤做好准备。
1.2、晶体管的稳定性对电路完成S参数仿真后，可以得到输入／输出端的mu在频率2～2．2 GHz之间均小于1，根据射频相关理论，晶体管是不稳定的。
通过在输出端并联一个10 Ω和5 pF的电容，m2和m3的值均大于1，如图1，图2所示。
晶体管实现了在带宽内条件稳定，并且测得在2．1 GHz时的输入阻抗为16．827-j16．041。
同时发现，由于在输出端加入了电阻，使得Fmin由0．48增大到0．573，Γopt为0．329∠125．99°，Zopt=（30．007+j17．754）Ω。
其中，Γopt是最佳信源反射系数。
1.3、制定方案如图3所示，将可用增益圆族与噪声系数圆族画在同一个Γs平面上。
通过分析可知，如果可用增益圆通过最佳噪声系数所在点的位置，并根据该点来进行输入端电路匹配的话，此时对于LNA而言，噪声系数是最小的，但是其增益并没有达到最佳放大。
因此它是通过牺牲可用增益来换取的。
低噪放声放大器设计教学课件
1 高输入阻抗
低噪声放大器具有高输入阻抗，能够最大限 度降低对信号源的负载影响。
2 高增益
低噪声放大器能够提供高增益，有效放大信 号并降低噪声。
3 宽带
低噪声放大器具有宽带性能，能够处理多种 频率范围内的信号。
4 低噪声
低噪声放大器通过优化电路设计和使用低噪 声元件，降低放大器的噪声水平。
低噪声放大器的应用
低噪声放大器的常用技术
原型技术
通过建立原型进行实验和测试，验证设计的有 效性。
数字技术
应用数字电路设计和信号处理算法，提高放大 器的灵活性和可调节性。
模拟技术
利用模拟电路设计方法，优化放大器的性能和 噪声特性。
射频电路板设计
考虑高频特性和电磁兼容性，设计满足射频要 求的电路板。
低噪声放大器的特点
设计案例分享
设计案例一
韦尔奇放大器设计：通过反馈控 制实现低噪声和高增益。
设计案例二
表面贴装低噪声放大器设计：采 用SMT技术实现紧凑布局。
设计案例三
射频前端放大器设计：应用于无 线通信系统中的接收机。
总结
1 设计过程回顾
低噪声放大器的设计流程包括电路预算、低噪声设计、放大器设计、稳定性分析和PCB设 计。
低噪声放大器的设计流程
1
电路预算
明确设计参数和要求，计算电路的主要参数和性能。
2
低噪声设计
选择合适的元件和电路拓扑，以降低放大器的噪声水平。
3
放大器设计
确定放大器的增益和带宽，优化电路以满足要求。
4
稳定性分析
分析和评估放大器的稳定性，确保在各种工作条件下都能正常工作。
5
PCB设计
进行放大器的电路板布局和布线设计，保证信号的良好传输和接地。
高效低噪声射频放大器设计
高效低噪声射频放大器设计在无线通信系统中，射频放大器是一种关键组件，用于将无线信号的功率增大以便能够传输到远距离。
在射频放大器设计中，高效低噪声是两个关键目标。
高效意味着放大器能够以最小的能量消耗来传递信号，而低噪音意味着放大器能够在信号传输过程中最小化噪音的引入。
以下是一些有效的射频放大器设计策略，可以实现高效低噪声的性能：1.选择合适的放大器类型：在射频放大器设计中，常见的放大器类型包括晶体管（BJT或MOSFET）、电子管和互补金属-氧化物-半导体（CMOS）等。
对于高效低噪声的设计，MOSFET和CMOS放大器通常是优选的选择，因为它们具有较低的功耗和噪音系数。
2.设计合适的电源电压和电流：合理选择放大器电源电压和电流，可以最大限度地提高放大器的效率。
此外，通过优化放大器的尺寸和比例，可以实现更低的功耗和更高的效率。
3.使用匹配网络：通过使用匹配网络，可以提高放大器的输入和输出阻抗与外部电路的匹配性。
这可以减少信号反射和功耗损失，并提高放大器的性能。
4.优化放大器的功放级：在射频放大器中，功放级是最耗能的部分。
通过优化功放级的设计，如选择合适的电源电压和电流以及功放级的拓扑结构，可以实现更高的功率效率。
5.使用负反馈：负反馈是一种用于降低放大器噪声和失真的技术。
通过将一部分输出信号反馈到输入端，可以降低噪声系数，并改善放大器的线性性能。
6.降低器件的噪音系数：在射频放大器设计中，噪音系数是一个很重要的指标。
通过选择具有较低噪音系数的器件，并进行适当的板级布局和射频屏蔽设计，可以降低放大器的噪声水平。
7.优化射频布局和射频屏蔽设计：在射频放大器设计中，电路板的射频布局和射频屏蔽设计可以有效地减少射频噪声和功率损耗的影响。
通过合理布置射频电路和添加屏蔽结构，可以减少信号的相互干扰和漏射。
8.基于计算机辅助设计（CAD）和仿真工具：使用CAD和仿真工具，可以对射频放大器进行精确的建模和仿真，以评估不同设计参数对放大器性能的影响。
低噪声放大器设计与实现
低噪声放大器设计与实现低噪声放大器的设计与实现在现代电子技术领域中，低噪声放大器是一项十分重要的技术，它广泛应用于射频通信、声学传感、医学诊断等领域。
然而，在实际设计中，由于各种噪声和干扰的影响，低噪声放大器的设计变得越来越具有挑战性。
本文旨在探讨低噪声放大器的设计与实现。
1. 噪声的来源和特征分析在放大器中，噪声主要由以下几个方面引起:(1) 热噪声：来自放大器中的电阻，其功率与阻值成正比，与温度成正比，其频率范围广泛，是影响低噪声放大器性能的主要因素之一。
(2) 磁场噪声：由于环境中存在着各种电器设备，它们所造成的磁场干扰也会对低噪声放大器的性能造成影响。
(3) 动态噪声：放大器工作的非线性特性，会使得输入信号的非线性失真增加，从而带来动态噪声。
(4) 人工噪声：来自电路环境中的人工干扰，如灯光、电视、电脑等等，也是影响低噪声放大器性能的因素之一。
2. 低噪声放大器设计的基本方法为了降低噪声，提高放大器的性能，低噪声放大器的设计方法可以从以下几个方面入手:(1) 滤波和去除干扰：利用滤波电路，去除磁场干扰和频率干扰，减少动态噪声和人工噪声。
(2) 降低输入阻抗：通过降低输入阻抗，使输入信号产生的噪声尽可能小。
(3) 降噪电路：采用降噪电路，如降噪电容、降噪电阻等，减少放大器内的噪声源。
(4) 选择合适的器件：选择低噪声、低损耗、高放大倍数的器件，如低噪声场效应晶体管、低噪声运算放大器等。
通过多种方法的综合应用，可以实现低噪声、高增益、高线性度的放大器。
3. 低噪声放大器的实现(1) 电路连接在低噪声放大器的实现中，合理的电路布局和连接是至关重要的。
在布局时，应尽量减少电缆的长度，减少线路杂散电容和电感的影响。
在电路连接中，应注意信号和地线的分离，减少地线回流的干扰。
(2) 调试和优化在放大器的调试和优化过程中，应根据实际情况对电路进行一些必要的调整。
如调整电路中的放大倍数，降低电阻值等，以达到最佳的放大效果。
低噪声放大器的仿真设计
一、实验目的1、了解低噪声放大器的工作原理及设计方法。
2、学习使用ADS软件进行微波有源电路的设计，优化，仿真。
3掌握低噪声放大器的制作及调试方法。
二、设计思想LNA 是射频接收机前端的主要部分，它主要有四个特点。
首先，它位于接收机的最前端，这就要求它的噪声系数越小越好。
为了抑制后面各级噪声对系统的影响，还要求有一定的增益，但为了不使后面的混频器过载，产生非线性失真，它的增益又不宜过大。
放大器在工作频段内应该是稳定的。
其次，它所接受的信号是很微弱的，所以低噪声放大器必定是一个小信号放大器。
而且由于受传输路径的影响，信号的强弱又是变化的，在接受信号的同时又可能伴随许多强干扰信号输入，因此要求放大器有足够的线型范围，而且增益最好是可调节的。
第三，低噪声放大器一般通过传输线直接和天线或者天线滤波器相连，放大器的输入端必须和他们很好的匹配，以达到功率最大传输或者最小的噪声系数，并保证滤波器的性能。
第四，应具有一定的选频功能，抑制带外和镜像频率干扰，因此它一般是频带放大器,所以必须LNA的指标进行综合折中考虑。
三、理论分析1、S参数，也就是散射参数。
是微波传输中的一个重要参数。
S12为反向传输系数，也就是隔离。
S21为正向传输系数，也就是增益。
S11为输入反射系数，也就是输入回波损耗，S22为输出反射系数，也就是输出回波损耗。
、2、纹波指通带内信号的平坦度，即通带内最大衰减与最小衰减之间的差值，习惯上转换为用dB表示。
3、插入损耗：在理想情况下，射频电路中的理想滤波器在通带内是没有任何功率损耗的，然而在实际的工程设计中，不可能完全消除滤波器固有的一些功率损耗。
滤波器插入损耗及描述了通带内的功率损耗大小，其表达式为IL=-10log(Pin/Pl)对于一般的双端口网络而言，插入损耗A定义为：网络输出端接匹配负载时，网络输入端的入射功率Pin和负载吸收功率Pl之比。
即A=Pin/Pl=1/|S21|2.因此，滤波器的插入损耗也可以用散射参数S21来定义：IL=-10log(Pin/Pl)A=Pin/Pl=1/|S21|2=-10log|S21|2所以经计算要使4GHz插入损耗大于20dB即4GHz处S21<-20dB.4、在输入输出端口要端接特性阻抗为50Ω的SMA或SMB端子，保证输入输出阻抗50Ω。
一种用于卫星导航接收机的低噪声放大器设计
一种用于卫星导航接收机的低噪声放大器设计邹鹭;卜刚;邹志鹏【摘要】设计了一种可用于多模式卫星导航接收机的射频前端低噪声放大器,设计电路可在1.13～1.95 GHz工作,兼容了GPS,北斗及GLONOSS导航系统的工作频段.电路采用0.18 μm CMOS工艺实现.仿真结果表明,频带内S11和S22均在-10 dB以下,功率增益＞10 dB,带内最小噪声系数可达到2.2 dB,输出1 dB压缩点为-5.585 dBm,在1.8V电源电压下,主体电路消耗12 mA电流.因此,该低频噪声放大器模块可满足当前各种导航系统的工作要求.【期刊名称】《电子科技》【年(卷),期】2015(028)006【总页数】4页(P115-117,122)【关键词】LNA;射频接收机;卫星导航【作者】邹鹭;卜刚;邹志鹏【作者单位】南京航空航天大学,电子信息工程学院,江苏南京210016;南京航空航天大学,电子信息工程学院,江苏南京210016;南京航空航天大学,电子信息工程学院,江苏南京210016【正文语种】中文【中图分类】TN722.3全球定位系统的研制和应用是大国实力的象征，目前国际上导航卫星系统主要有美国全球定位系统GPS、俄罗斯GLONASS全球导航卫星系统、中国的北斗卫星系统等。
当前市场上GPS的应用已相当广泛，而北斗导航系统是我国自主研发、拥有独立知识产权的全球卫星导航系统，现阶段的应用正处于起步阶段。
另外，随着近年来不断发展和完善的各种无线通信标准，各大通信公司都增加了对多标准、多模式、多频段移动设备的兴趣，而且根据卫星导航系统的定位原理及卫星信号特征，为实现接收机快速、连续、精确定位，多个卫星导航系统组合使用是未来发展的趋势［1］。
于是可同时多种导航系统的多模用户机应运而生。
多模用户机除了可提升定位精度外，还可在其中一个系统失效时，另一系统即可发挥作用，这便可避免战时被动局面的产生。
即使美国像在伊拉克战争期间那样关闭GPS，这种接收器将仍可从其他全球导航卫星系统的卫星上接收到信号［2］。
面向GPS、北斗和TD-LTE-A的多模可重构低噪声放大器设计
面向GPS、北斗和TD-LTE-A的多模可重构低噪声放大器设计刘章发;陈杰【摘要】基于SMIC 0.18 μm工艺设计了一个面向GPS、北斗和TD-LTE-A的多模可重构低噪声放大器(LNA),该电路可工作在2.6 GHz、1.575 GHz和1.207 GHz 3个波段.仿真结果表明,在3个频段内增益S21最大,分别能达到19.1 dB、19.5 dB和20.7 dB,噪声系数NF分别为4.5dB、3.5dB和3.1dB,三阶输入交调失真分别为-8.2 dBm、-8.7 dBm和-9.6 dBm.在1.8V的供电电压下,电路功耗不超过15 mW,在上述3个频段内稳定性均满足要求.【期刊名称】《北京交通大学学报》【年(卷),期】2014(038)002【总页数】6页(P18-23)【关键词】射频前端;多模式;多频段;低噪声放大器【作者】刘章发;陈杰【作者单位】北京交通大学电子信息工程学院,北京100044;北京交通大学电子信息工程学院,北京100044【正文语种】中文【中图分类】TN722.3GPS是美国比较成熟的卫星导航系统，北斗是我国自行研制的全球卫星定位与通信系统，它的起步较GPS晚，正趋于成熟，而TD_LTE_A是由我国主导的，被国际电信联盟确定的第4代移动通信国际标准.可以预料，在不久的将来，需要同时适用于GPS、北斗和TD_LTE_A系统的接收机成为可能.而低噪声放大器(LNA)作为射频接收机的第1级，其性能的好坏直接影响着整个接收机的噪声系数和灵敏度等，因此，对适用于这3个系统的低噪声放大器设计显得尤为重要.目前，实现多频段低噪声放大器的方法有很多，如:并行式、宽带和可重构等.1)并行式的方法是通过向网络中添加LC谐振电路来实现［1］，这种方法能产生较好的性能，但是，需要片外的电容和电感，并且随着频段的增加，它的输入输出匹配结构会变得很复杂.2)宽带的方法是通过控制网络传输函数的零极点来实现的，具体实现方法有多种，如在输入端加入LC带通滤波器［2］，电阻或源极跟随器反馈［3］和共栅拓扑结构［4］等，宽带的方法它不需要复杂的输入匹配网络，它最主要的缺点是让不需要的干扰也能通过，这样在后续的电路中需要严格的控制线性.3)可重构的方法是通过引入可调谐的电容或电感来实现的，通过调节它们的值，就能让电路工作在所需要的频段，该法设计简单，其功耗和芯片面积均较优.本文作者提出的多模可重构的LNA面向的是GPS、北斗和TD_LTE_A系统，频率涵盖GPS的L1波段(1 575.42 MHz)，北斗的B2波段(1 207.14 MHz)，以及TD_LTE_A的D波段(2 570～2 620 MHz).本文基于SMIC 0.18μm工艺设计了一个可以配置在1.207 GHz、1.57 GHz、2.6 GHz共3个频段内的低噪声放大器.仿真环境为Cadence的spectre RF.1 可重构LNA电路设计首先选择电路的拓扑结构.具有源极电感负反馈的LNA结构在提供良好的输入阻抗匹配时，能产生较高的增益，最小的噪声系数和较低的功率消耗［5］.正是由于这种结构的一系列优点，因此，本文采用这种结构作为电路的基本结构.提出的多频段可重构LNA的电路结构如图1所示.图1 采用的多频段LNA原理图Fig.1 Schematic of the proposed LNA图1中，电路是通过控制开关来选择所工作的频段，实际电路的开关由一个NMOS管组成，它有一定的导通电阻和寄生电容，这里用理想模型代替.开关处标识的是开关控制信号，如图1中的D1、D2、D3，有相同标识的开关说明是由同一个信号控制.3个开关控制信号D1、D2、D3在每个工作频段有且只有一个为高.当D1为高时，电路工作在2.6 GHz频段;当D2为高时，电路工作在1.575 GHz 频段;当D3为高时，电路工作在1.207 GHz频段.电路中主要元件参数如表1所示. 表1 设计电路主要元件参数Tab.1 Device values of the designed LNAM1 M2 M3 C self/fF L s/pH L g1/nH W/L=320μm/180 nm W/L=320μm/180 nmW/L=400μm/180 nm 400 525 6.55 L g2/nH L g3/nH L d1/nH L d2/nH Ld3/nH R d/Ω 6.25 7.5 1.8 2.5 3 50表1中W是MOS管宽度，L是MOS管沟道长度.本文采用两级放大结构.在第1级，为了实现所需频段的输入阻抗匹配，在电路的输入端引入了自匹配电容和开关控制电感两种结构［6］.如图1所示，Lg1、Cself组成自匹配电容结构，Lg3、Lg2和与之相连的两个开关组成了开关控制电感结构.通过引入这两种结构，电路能很好的实现在所需的3个频段内的输入阻抗匹配.在第1级输出端，采用开关控制的电感实现所需频段信号的谐振;在第2级，采用一个的共源放大结构，提高电路增益.2 可重构LNA电路分析2.1 自匹配电容自匹配电容如图2中的Cself，它的位置与传统的在共源放大管的栅源级并联一个电容有点不同，它的一端不是直接接在共源管的栅极，而是接在电感的一端.这一个小小的改动，对电路的匹配有较大的影响.这种自匹配电容的结构如图2所示. 图2 自匹配电容结构及其等效电路Fig.2 Self_matched Capacitor Structure and its equivalent circuit自匹配电容结构输入阻抗的表达式为假设在所工作的频段，输入阻抗的虚部能抵消掉，其实部应该匹配到50Ω.从表达式可以看到，随着频率的升高，gm减小，实部的分子部分减小，但是，实部的分母部分因为含有ω也会减小，这样，在一个比较宽的频带内，输入阻抗的实部能一直保持在50Ω左右.2.2 MOS开关模型MOS管的简化等效模型如图3所示.图3 NMOS开关及其等效模型Fig.3 NMOS transistor and its equivalentmodel图3中，Rsw为沟道电阻，Cgd和Cgs为晶体管寄生电容.当MOS开关关断时，Rsw的值很大，超过10 MΩ，寄生电容较小，寄生电容的表达式如下式中Cov为每单位宽度的交叠电容.1)当MOS开关导通时，晶体管处于深线性区，此时的沟道电阻Rsw及寄生电容Cgs、Cgd的表达式分别为式中，Cox为单位面积的栅氧化层电容，从表达式可以看出，当器件尺寸W(MOS管宽度)越大时，Rsw越小，Cgs及Cgd越大;当W越小时，Rsw越大，Cgs及Cgd越小.2)当MOS开关关断时，因为Rsw很大，它的影响可以忽略，此时，MOS开关的寄生电容对电路的影响较大，因此，需要较小的器件尺寸以减小寄生电容的影响.当MOS开关导通时，此时的导通电阻Rsw和寄生电容对电路的影响都较大，为了减小它们的影响，需要较小的导通电阻Rsw和较小的寄生电容.而从上面的分析可知，改变晶体管开关的尺寸，不能同时减小导通电阻及寄生电容，因此，需要在它们之间做一个折中，选择合适的晶体管尺寸.仿真结果显示，MOS开关的W/L=160μm/180 nm时，较为合适.2.3 开关控制电感的匹配网络开关控制电感的匹配网络是通过在输入端增加电感和开关来实现的.如图1所示，Lg3、Lg2和与它们相连的两个开关组成开关控制电感的匹配网络.通过引入自匹配电容结构，式(1)中的实部在较宽的频带内能保持为50Ω.再通过开关控制的电感实现不同频段下的输入阻抗虚部为0，这样，就能实现不同频段下的输入阻抗匹配. 1)当D1为高，D2为低时，此时的匹配网络由C1、Lg1、Cself和Ls组成，其输入阻抗表达式为选择合适的C1、Lg1、Cself和Ls的值，使输入阻抗匹配在2.6 GHz.2)当D1为低，D2为高时，此时的匹配网络由Lg2、C1、Lg1、Cself和Ls组成，其输入阻抗表达式为因为输入阻抗的实部在较宽的频段内都能保持在50Ω左右，此时，选择合适的Lg2，即能使输入阻抗匹配在1.57 GHz.3)当D1、D2都为低时，此时的匹配网络相当于由Lg3、Lg2、C1、Lg1、Cself和Ls组成，此时的输入阻抗表达式为此时，选择合适的Lg3，即能使输入阻抗匹配在1.207 GHz.2.4 开关控制电感的调谐网络在输出端，选择导通合适的负载电感Ld1、Ld2或Ld3，通过导通的电感与输出节点处的寄生电容在工作频段下谐振实现频段的选择［7］.频率调谐的实际电路及其等效并联电路如图4所示.图4 实际的频率调谐电路及其等效并联谐振电路Fig.4 Practical frequency tuning circuit and its equivalent parallel resonance tank图4中CP为第1级输出端的寄生电容，Ls1为开关控制的电感，串联的电阻Rs主要包括电感的寄生电阻及作为开关的NMOS管的导通电阻.当导通不同的电感，即改变Ls1时，实际上，Rs的值也会跟着改变.为了便于分析，将实际的电路转换为并联结构.它们之间关系为式中，QL表示开关控制电感的品质因数，其值QL= ω0Ls1/Rs，ω0为谐振频率，其值为从式(12)可以看出，当Gm在所有工作频段内保持恒定时，电压增益完全取决于RP.为了让电压增益在不同频段下保持一致，需要RP的值保持恒定.由式(6)可以得到它们的值为一个常量，当选通电感值较小的电感时，谐振频率ω0增大，此时，谐振槽的品质因数QL要相应的增大，这就需要Rs减小.因为Rs主要由电感的寄生电阻和作为开关的NMOS管的导通电阻组成，这时，可以通过改变NMOS管的导通电阻来实现.2.5 二级放大在2.6 GHz工作频段时，增益达不到性能要求，本文设计中，采用二级放大的方法，提高增益，即在第1级放大的输出级，增加1个共源管二级放大［8］.这样在所要求的3个频段内，增益都能达到要求，并且其他性能都保持良好.3 前仿真结果本文设计的LNA采用的是SMIC 0.18μm工艺，供电电压为1.8 V.前仿真工具为Cadence公司的Spectre RF.在北斗B2波段、GPS L1波段和TD_ LTE_A的3个波段的前仿真结果如图5所示.图5 3个波段的前仿真结果Fig.5 Simulation results in the three bands功率增益(S21)的仿真结果如图5(a)所示，仿真结果显示，在这3个频段，功率增益都能达到19 dB以上.噪声系数的仿真结果如图5(b)所示，仿真结果显示，在3个频段内，噪声系数都不超过5 dB.输入阻抗匹配(S11)的仿真结果如图5(c)所示，仿真结果显示，在3个频段，S11的仿真结果都在－10 dB以下，说明电路进行了良好的输入阻抗匹配.线性度和功耗也是低噪声放大器重要的性能指标，前仿真结果显示，在1.8 V的供电电压下，TD_ LTE_A的D波段、GPS的L1波段、“北斗”B1波段的三阶输入交调点IIP3分别为－7.6 dBm、－6.9 dBm、－9.3 dBm，功耗分别为10.1 mW、12.1 mW、12.3 mW.4 电路版图及后仿真结果所设计的低噪声放大器的版图如图6所示.功率增益(S21)在各个波段的PVT后仿真，即不同工艺电压温度下的后仿真，结果如图7所示，其中S21－ss、S21－tt、S21－ff分别表示slow、typical、fast模式下的S21仿真结果.从图7中看出，在所要求3个频段下，不同模型的仿真，功率增益(S21)都可以达到18 dB以上.图6 低噪声放大器版图Fig.6 Layout of the proposed LNA噪声系数在各个频段下的PVT后仿真结果如图8所示，其中 NF－ss、NF－tt、NF－ff分别表示 slow、typical、fast模式下的NF仿真结果.从图8中可看出，在各个频段下，不同的仿真模型时，噪声系数都能达到5 dB以下，符合设计要求.图7 S21后仿真Fig.7 Simulated S21 in post simulation图8 NF后仿真Fig.8 Simulated NF in post simulation输入阻抗匹配(S11)在各个频段下的PVT仿真结果如图 9所示，其中 S11－ss、S11－tt、S11－ff分别表示slow、typical、fast模式下的S11仿真结果.从图9中可看到，在不同仿真模型下，S11的后仿真结果在3个频段都能达到－10 dB以下，说明电路在3个频段都进行了良好的输入阻抗匹配.从后仿真结果可以看出，功率增益(S21)在各个频段能达到18 dB以上，噪声系数NF不超过5 dB，输入阻抗匹配(S11)各个频段都在－10 dB以下.三阶输入交调点IIP3在TD_LTE_A的D波段、GPS的L1波段、北斗的B1波段这3个波段的后仿真结果分别为－8.2、－8.7、－9.6 dBm，功耗分别为12.8、14.2、14.7 mW.说明所设计的电路有良好的线性度，功耗也都在可以接受的范围.本次设计的难点，一方面MOS开关尺寸的确定，因为在输入端用到了MOS开关，其寄生电阻和寄生电容对输入阻抗匹配的影响很大，仿真时，需要对每一个开关的尺寸做扫描，进而为每一个MOS开关选择一个合适的尺寸;另一方面输入端电感值的确定，因为输入端用到了开关控制的电感结构，每一个电感都对3个频段的匹配有影响，再加上输出谐振LC网络的影响，所以需要多次反复的仿真，以确定输入端的各个电感值，使LNA在3个频段各方面性能都达到要求.实际流片后，由于ESD保护电路和封装PAD存在的寄生电容，输入阻抗匹配可能会有一定失配，进一步会导致噪声性能变差，增益降低等.所以在实际流片前，还要充分考虑各种寄生参数的影响.图9 S11后仿真Fig.9 Simulated S11 in post simulation5 结论为了满足未来无线通信多模多频段的需求，本文设计了一个能同时适用于GPS的L1波段、北斗的B2波段和TD_LTE_A的D波段的多模可重构LNA.为了分别实现3个频段的输入阻抗匹配，该LNA在输入端采用了自匹配电容和开关控制电感两种结构［6］.第1级放大电路为电感源极负反馈结构，其中，负载电感的选通是通过MOS开关控制，以实现不同频率下的谐振.第2级采用共源结构，增大放大器增益.仿真结果表明，在1.8 V的供电电压下，该LNA在所要求的3个频段内最大增益不低于18 dB，NF＜5 dB，IIP3＞－10 dBm，功耗不超过15 mW.参考文献(References):［1］Hashemi H，Hajimiri A.Concurrent dual_band CMOS low noise amplifiers and receiver architectures［C］//IEEE Symposium on VLSICircuits.Kyoto，2001:247－250.［2］Bevilacqua A，Niknejad AM.An ultrawideband CMOS low noise amplifier for 3.1～10.6 GHz wireless receivers［J］.IEEE J.Solid State Circuits，2004，39(12):2259—2268.［3］Ramzan R，Andersson S，Dabrowski J.A 1.4 V 25 mWinductorless wideband LNA in 0.13μm CMOS［C］//IEEE ISSCC.San Francisco，USA，2007:424—425.［4］Chehrazi S，Mirzaei A，Bagheri R.A 6.5 GHz wideband CMOS low noise amplifier for multi_band use［C］//Proc IEEE Custom Integrated Circuits Conference.San Jose，USA，2005:801—804.［5］Thomas H Lee.CMOS射频集成电路设计［M］.余志平，周润德，译.第二版.北京:电子工业出版社，2006.Thomas H Lee.Design of CMOS radio_frequency integrated circuits ［M］.YU Zhiping，ZHOU Runde，trans.2nd ed.Beijing:Publishing House of Electronics Industry，2006.(in Chinese)［6］Yoo Sangsun，Yoo Hyungjoun.A compact reconfigurable LNA for single path multistandard receiver［C］//IEEE EDSSC.Tainan，2007:461－464.［7］Chang Tsung Fu，Chun Lin Ko，Chien Nan Kuo.A 2.4～5.4 GHz wide tuning_range CMOS reconfigurable low noise amplifier［J］.IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，2008，56(12):2754－2763.［8］Arnd Geis，Yves Rolain，Gerd Vandersteen.A 0.045mm2 0.1～6 GHz reconfigurable multi_band，multi_gain LNA for SDR［C］//IEEERFIC.Anaheim，CA，2010:123－126.。
应用于GNSS全频段的低噪声放大器设计
2018.2设计与研发应用于GNSS全频段的低噪声放大器设计马雨生，朱宗玖(安徽理工大学电气与信息工程学院，安徽淮南，232001)摘要:本文设i i"―■种覆盖全球卫星导航系统（global navigation satellite system,GNSS)全频段的宽带低噪声放大器（low noise amplifier,LNA)。
选用Avago公司的增强型高电子迁移率晶体管ATF54143作为主要器件，电路采用源极串联负反馈 和栅极与漏极间并联负反馈结构，并利用A D S软件仿真和优化。
最终仿真结果表明：在整个工作频段（115(T1650MHZ)内，输入输出反射系数均小于-10. OdB，噪声系数低于0.6dB,増益高于16 dB,增益平坦度小于ldB。
关键词：宽带；低噪声放大器；GNSS ;负反馈Design of low noise amplifier for ful卜band GNSS applicationsMa Yusheng,Zhu Zongjiu(School of electrical and Information Engineering,Anhui University Of Science And Technology,HuainanAnhui,232001)Abstract: This paper designs a broadband low noise amplifier (LNA)that covers the full-band of global navigation satellite system (GNSS).The enhancement-mode high electron mobility transistor ATF54143 of Avago is chosen as the main device,The circuit adopts source negative feedback and negative feedback structure between grid and drain,and is simulated and optimized by ADS software.The simulation results show that in the whole working band (1150〜1650MHz),the input and output reflection coefficients are less than -10. OdB,the noise figure is less than 0.6dB,the power gain is higher than 16 dB,and the gain flatness is less than ldB.Key words:broadband;low noise amplifier;GNSS;negative feedback〇引言随着卫星导航技术的不断发展，包括美国GPS、中国BeiDou 二代、俄罗斯GLONASS、欧洲Galileo等卫星导航系统的得到广泛 使用[1]。
一种卫星导航接收机低噪放的设计与实现
数高, 有源匹配电路仅适合于单片集成电路或无封 装管芯电路 , 有封 装的 FET 制作行波放大器, 不仅 特性难以满足 , 而 且需要的 FET 数量多, 成本价格 高。负反馈放大器和平衡电路放大器是应用最多的 宽带放大电路。负反馈放大器分为串联负反馈和并 联负反馈。源极串联负反馈能够降低整个电路对晶 体管自身性能变化的敏感度, 改善放大器的驻波比 , 增加稳定性 , 增加放大器 线性度 ; 源级串联无耗 电感反馈由于可以降低最佳噪声源 阻抗的电抗部 分 , 而对其电阻部分几乎不影响 , 所以几乎不恶化噪 声 , 易于宽带噪声匹配。但是反馈量需要很好的 控制, 如果反馈量过小 , 不能够满足要求, 反馈量过 大则降低高端稳定性 , 容易引起自激。并联负反馈 可以适用于几个倍频程 , 适用于超宽带放大器的设 计 , 但是噪声系数较大。平衡放大电路可以对晶体 管进行低噪声匹配设计, 而不用考虑驻波比, 但是由 于带宽要受到 3dB 耦合器的限制 , 一般能够做到一 [ 4] 个倍频程 。 综合对几种电路形式的特点分析 , 串联负反馈 具有明显的优势 , 所以确定应使用串联负反馈实现 低噪声放大器。
1 引
言
低噪声放大器在通信、 雷达、 电子对抗等应用中 非常重要, 一般用在接收机天线后面 , 起到放大微弱 信号的作用。由于接收机系统的噪声特性很大程度 上依赖于第一级放大器的噪声系数, 所以低噪声放 大器的噪声系数应该非常低。并且在噪声系数相同 的情况下, 应该使其增益尽量大。 卫星导航 接收机一般都工作在几个不同的频 带 , 从宽带接收天线输出的信号是几个频带信号的 混合, 多模卫星导航接收机更是如此。如果低噪声 放大器是窄带的 , 每个频带都需要单独的低噪声放 大器, 那么就需要在天线后加分路器将混合信号分 成几路 , 分别送到不同的低噪声放大器。分路器必 然导致信号的衰减。由于信号本来很微弱 , 信号衰 减导致系统的噪声系数变大 , 严重影响接收机的性 能。使用宽带低噪声放大器可以使多个频段的信号 被同一个低噪放大器放大 , 避免在低噪放前面分路
应用于导航系统的低噪声放大器设计
信 息 通 信
Ｉ ＮＦ ＯＲ Ｍ ＡＴＩ ＯＮ ＆ ＣＯＭ Ｍ ＵＮＩ ＣＡＴＩ ＯＮＳ
２ ０１ ３
（ Ｓ ｕ ｍ ． Ｎ ｏ １ ３ １ ）
应用于导航系统 的低 噪声放大器设计
刘 祖 华
（ 广东工业大学信 息工程 学院， 广东 广州 ５ １ ０ ０ ０ ６ ）
摘要： 设计 了一个应 用于 １ ． ５ ７ Ｇ Ｈｚ 导航 系统的 高性能的低 噪声放 大器， 电路 设计基于 Ｓ ＭＩ ＣＲ Ｆ０ ． １ ８ ｕ ｍＣ ＭＯＳ工艺完成 ， 利用 Ｃ ａ ｄ ｅ ｎ ｃ ｅ 进行 了电路设计 和仿 真。采用 了单端共源共栅 结构 ， 该结构较 为简单 ， 所用器件较 少， 便 于集成 。通过调 整输入输 出匹配等 电路 结构显著提升 了电路的性能 ， 仿真结果显示 １ ７ ． ８ ｄ Ｂ的增益 ， ０ ． ４ ２ ｄ Ｂ 的噪 声 系数 ， ８ ． ７ ｄ Ｂ ｍ 的输入
卫 星导航 系统 已经得 到广泛 的应 用 ， 也正发挥着 众多不 可 替代 的作 用 ， 卫星 导航 系统接 收前端 也显得 尤为 重要 ， 导 航 接收前端 的结构都有 一个关键 的模块 ， 那就是低 噪声放大 器， 由于 低噪 声放大器 位于接 收 前端 的最 前端 ， 是接 收前端 的第一个有 源模块 ， 其噪声 系数和线性度 等指标对整 个接收 前端性 能影 响非常 大 … ， 因此 ， 要实现 一个 高性 能的接 收前 端， 首先 必须要 做 出一个性 能优越 的低 噪声放 大器 ，因此 ， 设 计 出 适 应 导 航 系 统 标 准 的 低 噪 声 放 大 器 有 着 非 常 重 要 的
管的沟道 长度 取该工 艺下的特征尺 寸， 而这 时最优 的器件 宽 度约为 ：
GPS的低噪声放大器的设计
GPS的低噪声放大器的设计
秦岭;商锋
【期刊名称】《西安邮电学院学报》
【年(卷),期】2010(015)004
【摘要】论述应用于GPS的低噪声放大器的设计原理,并通过ADS仿真软件,设计出低噪声放大器.给出噪声系数、增益和输入端匹配的仿真结果.通过优化,可以使得噪声系数达到1.2以下、增益值达到30dB以上的指标.
【总页数】4页(P8-11)
【作者】秦岭;商锋
【作者单位】江苏无线电厂有限公司,江苏,南京,210022;西安邮电学院电子工程学院,陕西,西安,710121
【正文语种】中文
【中图分类】TN722.3
【相关文献】
1.面向GPS、北斗和TD-LTE-A的多模可重构低噪声放大器设计 [J], 刘章发;陈杰
2.基于ADS应用于GPS的低噪声放大器设计与仿真 [J], 唐海玲;赵春雨;宋家友
3.应用于GPS频段低噪声放大器的设计 [J], 商锋;黄荣礼
4.用于GPS卫星导航系统的低噪声放大器设计 [J], 项勇;周仁杰;段炼;甘业兵;马成炎;叶甜春
5.用于GPS的低噪声放大器设计 [J], 付小明
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gps放大器工作原理
gps放大器工作原理
GPS放大器（GPS amplifier）是一种电子设备，其工作原理是
通过增加输入GPS信号的幅度来提高信号的质量和强度。
它
利用放大器的增益特性，将输入的弱GPS信号放大到一个更
高的水平，以便GPS接收器可以更好地捕获和处理信号。
GPS放大器通常由一个低噪声放大器（LNA）和一个功率放
大器（PA）组成。
首先，低噪声放大器（LNA）将输入的弱信号放大，同时尽
量减小噪声的引入。
LNA通常使用高品质的低噪声晶体管来
增加信号的强度。
这样可以提高GPS接收器的灵敏度，使其
能够捕获到更远距离的GPS信号。
然后，功率放大器（PA）进一步放大信号的幅度，以确保在
传输信号时保持恰当的信号强度。
PA通常使用功率晶体管或
集成电路来提供更高的信号功率。
GPS放大器还会对放大的信号进行滤波和调整，以确保只有GPS频率范围内的信号被放大，并且没有其他干扰信号进入。
因此，GPS放大器通过将弱信号放大到一个更高的水平，使GPS接收器能够更好地接收和处理GPS信号，从而提高定位
的准确性和灵敏度。
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NF(dB)=10lg ⎪一个微波管的射频绝对稳定条件是K>1,S11<1-S12S21,S22<1-S12S21。
低噪声放大器的设计姓名：####学号：################班级：1########一、设计要求1.中心频率为1.45GHz，带宽为50MHz，即放大器工作在1.40GHz-1.50GHz频率段；2.放大器的噪声系数NF<0.8dB，S11<-10dB，S22<-15dB，增益Gain>15dB。
二、低噪声放大器的主要技术指标低噪声放大器的性能主要包括噪声系数、合理的增益和稳定性等。
1.噪声系数NF放大器的噪声系数（用分贝表示）定义如下：⎛SinN in⎫⎝S out N out⎭式中NF为射频/微波器件的噪声系数；Sin ，Nin分别为输入端的信号功率和噪声功率；Sout ，Nout分别为输出端的信号功率和噪声功率。
噪声系数的物理含义是，信号通过放大器后，由于放大器产生噪声，使得信噪比变坏，信噪比下降的倍数就是噪声系数。
2.放大器的增益Gain在微波设计中，增益通常被定义为传输给负载的平均功率与信号源的最大资用功率之比：Gain=P LP S增益的值通常是在固定的频率点上测到的，低噪声放大器都是按照噪声最佳匹配进行设计的。
噪声最佳匹配点并非最大增益点，因此增益Gain要下降。
噪声最佳匹配情况下的增益称为相关增益。
通常，相关增益比最大增益大概低2～4dB.3.稳定性22只有当3个条件都满足时，才能保证放大器是绝对稳定的。
三、低噪声放大器的设计步骤1.下载并安装晶体管的库文件(1)由于ADS2008自带的元器件库里并没有ATF54143的元器件模型，所以需要从Avago公司的网站上下载A TF54143.zap,并进入ADS主界面,点击【File】——【Unarchive Project】进行安装。
(2)新建工程A TF54143_LNA_1_prj,执行菜单命令【File】——【Include/Remove Projects】将A TF54143_prj添加到新建工程中，这样新建工程就能使用器件A TF54143了。
2.确定直流工作点低噪声放大器的设计的第一步是设置晶体管的直流工作点。
(1)在ADS中执行菜单【File】——【New Design】，在弹出的对话框中的Schematic Design Templates下拉列表中选择“DC_FET_T”模板，在Name文本框中输入DC_FET_T，单击【OK】，这样DC_FET控件就被放置在原理图中了。
(2)在原理图中放置器件A TF54143,设置DC_FET控件的参数并连接原理图如图1所示。
图1完整DC_FET_T原理图(3)仿真得到A TF54143的直流特性图如图2所示。
(4)根据ATF54143的数据手册，如图3所示，在900MHz时，当Vds=3V,Ids=30mA时Fmin接近最小值，此时增益约为23dB，能满足设计要求，故设置晶体管的直流工作点为Vds=3V,Ids=30mA.图2ATF54143的直流特性图图3ATF54143直流偏置曲线3.偏置电路的设计(1)创建一个新的原理图biascircuit,并在原理图中放入ATF54143的模型和DA_FETBias控件，放入直流源，连接各部件，如图4所示。
图4完成后的偏置电路原理图(2)执行菜单命令【Design Guide】——【Amplifier】，在弹出的对话框中选择Transistor Bias Utility,单击【OK】，在弹出的对话框中设置相关参数（Vdd=5V,Vds=3V,Ids=30mA）,单击【Design】将会弹出Bias Network selection 对话框，单击【OK】，ADS将自动生成一个偏置电路，如图5所示。
图5偏置子电路M a x G a i n 1S t a b F a c t 10.81.01.21.41.61.80.8 1.0 1.2 1.4 1.6 1.8(3)取 R1=33Ohm,R2=224Ohm,R4=26Ohm,新建原理图 biascircuit1,画出最终的偏 置电路原理图如图 6 所示。
图 6 偏置电路原理图4. 放大器的稳定性分析使用稳定系数也就是 K 的“StabFact ”控件来判断电路的稳定性。
只有绝 对稳定系数 K>1,放大器电路才稳定。
(1)新建原理图 LNA_schematic_1,在该原理图中添加各种元器件并设置相应参数。
注意在放大器的直流和交流通路之间要添加射频扼流电路（直流通路实质上是 一个无源低通电路，使直流偏置信号能传输到晶体管引脚，而要抑制射频信号， 实际中一般是一个电感加一个旁路电容接地，在此先用扼流电感【DC_Feed 】 代替。
同时直流偏置信号也不能传到两端的 Term ，需加隔直电容，在此先用隔 直电容【DC_Block 】代替。
）。
仿真结果如图 7 所示。
20 15 105 0-5-10m2m2freq=1.450GHz MaxGain1=18.8913500 3000 2500 2000 1500 1000500m1freq=1.450GHz StabFact1=1.145m1-150.62.0freq, GHz0.62.0freq, GHz图 7 最大增益和稳定系数 K 的曲线从图 7 中可看出，在 1.45GHz 时，最大增益为 18.89dB,稳定系数为 K=1.145，小于 1，可见该放大器稳定。
(2)使系统稳定的常用方法是添加负反馈，本次设计中将在 ATF54143 的两个源极加小电感作为负反馈。
一般情况下要反复调节反馈电感，使其在整个工作频率范围内稳定。
本次设计中Ls最终选为1.28nH。
电路图如图8所示。
图8晶体管加负反馈后的电路图(3)将理想的DC_Feed、DC_Block元器件改成实际器件，在本设计中选用MuRata(日本村田公司)的电容和电感。
(4)将源极的两个电感换成微带线的形式（这两个电感值太小，实际很难做到，而且只要这两个电感有稍微改变会对整个电路的稳定性产生很大的影响。
）。
利用公式l=11.81LZ0εr计算得微带线的实际长度为1.09mm。
(5)全部换成实际器件后的原理图如图9所示。
图9 5.噪声系数圆和输入匹配匹配网络把Γopt (Γopt为m5处阻抗的共轭，即4.05-j*13.05Ohm)变换到输入阻抗(1)利用ADS进行仿真得到噪声系数圆和增益圆如图10所示。
图10噪声系数圆和增益圆其中，m4是LNA有最大增益时的输入端阻抗，m5是LNA有最小噪声系数时的输入端阻抗，但是这两点并不重合，在设计时必须在增益和噪声系数间做一个权衡。
对于低噪声放大器首先要考虑的是最小噪声,那么这里最优的输入端阻抗为m5点的阻抗Z*(0.081+j*0.261),其中Z0定为50Ohm，则输入端的阻抗为4.05+j*13.05Ohm。
为了达到最小噪声系数，在晶体管输入端要满足最佳源反射系数Γopt 的要求，而整个电路的输入阻抗为Z=50Ohm，所以需要输入**50Ohm，输入匹配框图如图11所示。
图11输入匹配框图(2)利用ADS进行仿真，采用微带线匹配，得到输入匹配电路。
(3)将输入匹配子电路复制到原理图中，并将隔直电容移到源端，此时噪声最优d B (S (1,1))d B (S (1,2))d B (S (2,2))d B (S (2,1)) freq, GHz dB(S(2,2))=-17.018 0.8 1.0 1.2 1.4 1.6 1.8 0.8 1.0 1.2 1.4 1.6 1.8 m110.8 1.0 1.2 1.4 1.6 1.8 0.8 1.0 1.2 1.4 1.6 1.8化点已经偏离 50 Ohm ，现在需要调节输入匹配电路微带线的长度来补偿。
(4) 用 Tuning 工具来调节两段传输线的长度，在 Tuning 时观察数据窗口的相关曲线的变化以达到理想效果。
最后，把 TL3 和 TL4 的电长度分别调到 194.894deg 和 129.368deg 时可以得到一个好的噪声系数和输入反射系数， 结果如图 12 所示。
0 -2-4-6-8-10-12m14 freq=1.450GHzdB(S(1,1))=-11.255 m14 -20-30-40 -50 -60 -70 -80-5 -10 -15 -20 -25-30 0.6 2.0-90 20 m8 10 freq=1.450GHz 0 m8 -1-20 -3-40.62.0freq, GHz0.6 2.0 freq, GHz m11 freq=1.450GHz dB(S(2,1))=17.947 0.6 2.0 freq, GHz图 12 Tuning 后的 S 参数曲线6. 最大增益的输出匹配(1) 在 ADS 中利用 Zin 控件得到电路的输出阻抗为 150.998-j*16.276 Ohm ，为了达到最大增益，需要利用输出匹配电路将 50 Ohm 匹配到 150.998+j*16.276 Ohm 。
其中输出匹配框图如图 13 所示。
图 13 输出匹配框图(2)利用 ADS 进行仿真，采用微带线匹配，得到输出匹配电路。
(3)将输出匹配子电路复制到原理图中，并将输出端的耦合电容放到输出端，利用Tuning工具进一步调节，仿真结果如图14所示，此时d B (S (1,1))d B (S (1,2))d B (S (2,2))d B (S (2,1))freq, GHz freq=1.400GHzdB(S(2,2))=-16.358 0.8 1.0 1.2 m11 13 1.6 1.8 0.8 1.0 1.2 1.4 1.6 1.8 0.8 1.0 1.2 1.4 1.6 1.8 0.8 1.0 1.2 1.4 1.6 1.8TL6=0.151572deg ，TL5=9.59764deg 。
0 -2 -4 -6 -8m14freq=1.500GHz dB(S(1,1))=-11.506-20 -30-40-50-10 -12m7freq=1.400GHz dB(S(1,1))=-10.075m7 m14 -60-70-14-8 -10 -12 -14 -16 -18 -20 -22 -24 -26 0.6 2.0-80 20 m810 dB(S(2,2))=-16.096 m8m16 0 -10 m16 freq=1.500GHz -20-300.6 2.0freq, GHz 0.6 2.0 freq, GHz m11 freq=1.400GHz dB(S(2,1))=17.917 m13 freq=1.500GHz dB(S(2,1))=17.656 0.6 2.0 freq, GHz图 14 输出匹配后的仿真结果7. 匹配网络的实现(1)利用 LinCale 工具计算出四段匹配微带线的物理长度如下表所示：其中实际微带线的宽度为 1.846290mm 。