正激变压器的设计

正激变压器的设计

本文以一个13.8V 20A的汽车铅酸电池充电器变压器计算过程为例，来说明正激变压器的计算过程

1、相關規格参数（SPEC）:

INPUT: AC 180V~260V 50Hz

OUTPUT: DC 13.8V (Uomax=14.7V) 20A

Pout: 274W (Pomax=294W)

η≧80%, fs: 60KHZ;

主电路拓扑采用单管正激自冷散热

2、選擇core材質.決定△B

选择PC40材质Core，考虑到是自冷散热的方式，取ΔB＝0.20T

3、確定core AP值.決定core規格型號.

AP=AW×Ae=(Ps×104)/(2×ΔB×fs×J×Ku)

Ps : 變壓器傳遞視在功率 ( W) Ps=Po/η+Po (正激式)

Ps=294/0.8+294＝661.5W

J : 電流密度 ( A) .取400 A/cm2

Ku: 銅窗占用系數. 取0.2

AP=(661.5×104)/(2×0.20×60×103×400×0.2)≈3.4453 cm2

選用CORE ER42/15 PC40．其參數為:

AP=4.3262cm4 Ae=194 mm2 Aw=223mm2Ve=19163mm3

AL=4690±25% Pt=433W (100KHz 25℃)

4、計算Np Ns.

(1). 計算匝比 n = Np /Ns 設 Dmax= 0.4

n = Np / Ns = Vi / Vo = [Vin(min) ×Dmax]/ (Vo+Vf)

Vf :二极管正向壓降取1V

Vin(min)=180×0.9×√2-20=209 VDC

Vin(max)=260×√2=370VDC

n=(209*0.4)/(13.8+0.7)=5.766 取5.5

CHECK Dmax

Dmax=n(Vo+Vf)/Vin(min)= 5.5

(13.8+1)/209=0.3868≈0.387

Dmin=n(Vo+Vf)/Vin(max)= 5.5

(13.8+1) /370=0.218

(2). 計算Np

Np=Vin(min) ×ton/(ΔB×Ae)

Ton：MOS管导通时间ton= Dmax/ fs＝0.387/60×103＝6.33uS

Np = (209×6.33)/( 0.20×194)=34.1 取34TS

(3). 計算Ns

Ns = Np / n = 34÷5.5＝6.18 取整为6 TS

(4). CHECK Np （以Ns驗算Np)

Np = Ns×n = 6×5 .5=33TS 取 Np = 33TS

(5).確定N R

N R = Np= 33TS

(6). CHECK ΔB之選擇合理性.

ΔB=[Vin(min) ×Dmax×Ts]/ (Np×Ae)

=(209×6.33)/ (33×194)=0.2067T

5、計算线径：

(1). 求初級線徑dwp：

Ip = Pi / VL = Po / (η×Dmax×VIN) =294/(0.80×0.38×209) = 4.63 A

Iprms= Ip×√D =4.63 ×√0.38 = 2.854A

Awp = I/J = 2.854/5 = 0.571mm2

dwp=√(4Awp/π)＝√(4×0.571/3.14)=0.853mm

Φ0.9mm orΦ0.55mm×4

(2). 求N R繞組線徑dw R.

N R =33TS L = N2×AL

L = 332×4690×0.75 = 3.83mH

Im = Vin(min)×ton / L = (209×6.33) / (3.83×103) ≈ 0.345A AWN = 0.345 / 5 = 0.0691mm2

dwN=√(4×0.0691/3.14) =0.235mm 取Φ0.28mm

(3). 求繞組Ns之線徑dws

Isrms=16×√0.35=9.47A (设计输出电流最大为16A)

Aws= I / J＝9.47÷5＝1.9 mm2

查ER42/15 BOBBIN幅寬27.5mm±0.3mm.考虑扣除挡墙約6mm,則有

27.5 - 6=21.5mm之可繞寬度,預留適當空間(1.5mm) ， W＝20mm

則:

dws=√(4Aws/π)＝√(4×1.9/3.14)= 1.56mm 选用Φ0.40mm×16

6、计算副边输出储能电感的感量

Lo=Vo×(1-Dmin)÷(0.2×Io×Fs)

=13.7×（1-0.218）÷（0.2×20×60×103）

=10.7134÷（240×103）

=45μH

正激变压器由于储能装置在后面的BUCK电感上，所以没有Flyback 变压器那么复杂，其作用主要是电压、电流变换，电气隔离，能量传递等。所以，我们计算正激变压器的时候，一般都是首先以变压次级后端的BUCK电感为研究对象的，BUCK电感的输入电压就是正激变压器次级输出电压减去整流二极管的正向压降，所以我们又称正激电源是BUCK的隔离版本。

首先说说初次级匝数的选择：以第三绕组复位正激变压器为例，一旦匝比确定之后，接下来就是计算初次级的匝数，论坛里有个帖子里的工程师认为，正激变压器在满足满负载不饱和的情况下，匝数越小越好。

其实这是个误区，匝数的多少决定了初级的电感量（在不开气隙，或开同样的气隙情况下），而电感量的大小就决定了初级的励磁电流大小，这个励磁电流虽不参与能量的传递，但也是需要消耗能量的，所以这个励磁电流越小电源的效率越高；再说了，过少的匝数会导致deltB变大，不加气隙来平衡的话，变压器容易饱和。

无论是单管正激还是双管正激，都存在磁复位的问题。且都可以看成是被动方式的复位。复位的电流很重要，如果太小了复位效果会被变压器自身分布参数（主要是不可控的电容，漏感）的影响。复位电流是因为电感电流不能突变，初级MOSFET关断之后，初级绕组的反激作用，又复位绕组跟初级绕组的相位相反，所以在复位绕组中有复位电流产生复位电流关系到磁芯能否可靠的退磁复位，其重要性不言自喻；当变压器不加气隙时，其初级电感量较大，复位电流自然就小。

但在大功率的单管正激和双管正激的实际应用中，往往需要增加一点小小的气隙，否则设计极不可靠，大功率的电源，一次侧电流很大,漏感引起的磁感应强度变化，B=I*Llik/nAe,就大，加气隙是为了减小漏感Llik。