正激变压器的设计

合集下载

正激反激式双端开关电源高频变压器设计详解

正激反激式双端开关电源高频变压器设计详解高频变压器作为电源电子设备中的重要组成部分，起到了将输入电压进行变换的作用。

根据不同的使用环境和要求，电源电路中的电感元件可分为正激式、反激式和双端开关电源。

下面就分别对这三种电源的高频变压器设计进行详解。

1.正激式电源变压器设计正激式电源变压器是将输入电压通过矩形波进行激励的一种变压器。

其基本结构包括主磁线圈和副磁线圈两部分，主磁线圈用来耦合能量，副磁线圈用来提供输出电压。

正激式电源变压器的设计主要有以下几个步骤：(1)确定主磁线圈的匝数和磁芯的截面积：根据输入电压和电流来确定主磁线圈的匝数，根据输出电压和电流来确定磁芯的截面积。

(2)计算主磁线圈的电感：根据主磁线圈的截面积和匝数来计算电感值。

(3)选择磁芯材料：磁芯材料的选择要考虑其导磁性能和能量损耗等因素。

(4)确定副磁线圈的匝数：根据主磁线圈的输入电压和输出电压的变换比例来计算副磁线圈的匝数。

(5)计算副磁线圈的电感：根据副磁线圈的截面积和匝数来计算电感值。

(6)确定绕线方式和结构：根据磁芯的形状和结构来确定绕线方式和结构。

2.反激式电源变压器设计反激式电源变压器是通过反馈控制来实现变压的一种变压器。

其基本结构包括主磁线圈、副磁线圈和反馈元件等。

反激式电源变压器的设计主要有以下几个步骤：(1)确定主磁线圈的匝数和磁芯的截面积：根据输入电压和电流来确定主磁线圈的匝数，根据输出电压和电流来确定磁芯的截面积。

(2)计算主磁线圈的电感：根据主磁线圈的截面积和匝数来计算电感值。

(3)选择磁芯材料：磁芯材料的选择要考虑其导磁性能和能量损耗等因素。

(4)确定副磁线圈的匝数：根据主磁线圈的输入电压和输出电压的变换比例来计算副磁线圈的匝数。

(5)计算副磁线圈的电感：根据副磁线圈的截面积和匝数来计算电感值。

(6)确定绕线方式和结构：根据磁芯的形状和结构来确定绕线方式和结构。

(7)选择合适的反馈元件：根据反馈控制的需要来选择合适的反馈元件，并设计合适的反馈回路。

单管正激式开关电源变压器设计

单管正激式开关电源变压器设计引言：设计目标：设计一个单管正激式开关电源变压器，输入电压为220V，输出电压为12V，输出电流为1A。

主要的设计目标如下：1.高能效：确保转换效率达到90%以上。

2.稳定性：在负载变化范围内，输出电压波动小于5%。

3.安全性：确保设计的变压器具有过载和短路保护功能。

4.成本：在满足以上要求的情况下，尽量降低设计成本。

设计过程：1.计算变压器的变比：由于输入电压为220V，输出电压为12V，所以变压器的变比为220/12=18.332.计算次级电流：输出电流为1A，因此次级电流为1A。

3.计算主磁环的Ae（过剩面积）：根据磁环材料的选择，可以得到主磁环的Ae值。

4.计算主磁环的直径D：根据所选择的磁环材料的饱和磁感应强度，可以得到主磁环的直径D。

5.计算次级绕组的匝数：次级绕组的匝数可以根据变比计算得出。

6.计算次级绕组的截面积：由于次级电流和次级绕组匝数已知，可以计算出次级绕组的截面积。

7.选择铁芯截面积：根据所需的变压器功率，可以选择合适的铁芯截面积。

8.计算输出电压波动：根据设计目标的要求，计算负载变化时输出电压的波动范围。

9.设计过载和短路保护：根据设计目标的要求，设计过载和短路保护电路，以确保变压器的安全性。

设计要点：1.磁环材料的选择：磁环材料应具有高饱和磁感应强度和低磁滞损耗，以提高变压器的效率。

2.绕组材料的选择：绕组材料应具有良好的导电性和低电阻，以减小损耗和提高效率。

3.绝缘材料的选择：绝缘材料应具有良好的绝缘性能和耐高温性能，以确保变压器的安全性和可靠性。

4.冷却系统的设计：变压器在工作中会产生一定的热量，需要设计合适的冷却系统，以保持变压器的温度在安全范围内。

总结：单管正激式开关电源变压器是一种常见的电源转换器，设计时需要考虑效率、稳定性、安全性和成本等因素。

在设计过程中，需要计算变压器的变比、次级电流、主磁环的Ae和直径、次级绕组的匝数和截面积，选择合适的铁芯截面积，设计合适的过载和短路保护电路，并选用合适的磁环材料、绕组材料和绝缘材料。

12V2A正激式电源变压器设计参数

ST—FI
尺寸
匝数
胶带
Np1
Hale Waihona Puke 1—3Φ0.2855
1TS
(4股)
N3, N4
6、7—9、10
Φ0.3*4股
16
3 TS
Np2
1—3
Φ0.28
55
3 TS
N2
2—5
Φ0.19
8
3 TS
4、NP的电感量为3mH；
5、绕组间的绝缘电阻≥100MΩ；NP/N2和N3/N4之间耐压≥AC3000V；
6、绕线的图为（俯视图），编号为12V2A；
7、绕线的顺序为：先绕NP的一半（55匝），再绕N4/N3（这两组线并排绕，各16匝），再绕NP的另一半（55匝），最后绕N2线8匝。
1）NP为Φ0.28mm的线绕55匝（1和3脚）；
初级：S=Ipm/d=0.31/5=0.06（mm2）
D=2*√￣S /￣π=2*0.138=0.28mm
次级取4股：
Irs1=Iout/D=2/5=0.4A→S=0.4/5=0.08（mm2）
D=2*√￣S /￣π=2*0.1596=0.3mm(取4股)
辅助绕组用0.19mm
ST—FI
尺寸
匝数
胶带
12V2A正激式电源变压器设计
已知条件：
1、输入：AC220±20%(176~264V);采用正激式变压器,UC3842控制的PWM.
2、输出：12V，2A;15V,0.1A(辅助绕组的供电)
3、D:5A/mm2f=100KHZη=0.9 Dmax=0.42 Bmax=0.19T
设计过程：
1、T=1/f=10μs
变压器的副边匝数: Ns1=Vs* Ton(max)/Bmax*Ae* 104=31*4.2/1900*42.5*104=16(Ts)

正激、反激式、双端开关电源高频变压器设计详解

一、正激式开关电源高频变压器：No待求参数项详细公式1 副边电压Vs Vs = Vp*Ns/Np2 最大占空比θonmax θonmax = Vo/(Vs-0.5)1、θonmax的概念是指：根据磁通复位原则，其在闭环控制下所能达到的最大占空比。

2、0.5是考虑输出整流二极管压降的调整值，以下同。

3 临界输出电感Lso Lso = (Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)*θonmax2/(2*f*Po)1、由能量守恒：(1/T)*∫0ton{Vs*[(Vs-Vo)*t/Lso]}dt = Po2、Ton=θon/f4 实际工作占空比θon 如果输出电感Ls≥Lso：θon=θonmax否则： θon=√{2*f*Ls*Po /[(Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)]}1、由能量守恒：(1/T)*∫0ton{Vs*[(Vs-Vo)*t/Ls]}dt = Po2、Ton=θon/f5 导通时间Ton Ton =θon /f6 最小副边电流Ismin Ismin = [Po-(Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)*θon2/(2*f*Ls)]/[(Vs-0.5)*θon]1、由能量守恒：(1/T)*∫0ton{Vs*[(Vs-Vo)*t/Ls+Ismin]}dt = Po2、Ton=θon/f7 副边电流增量ΔIs ΔIs = (Vs-0.5-Vo)* Ton/ Ls8 副边电流峰值Ismax Ismax = Ismin+ΔIs9 副边有效电流Is Is = √[(Ismin2+ Ismin*ΔIs+ΔIs2/3)*θon]1、Is=√[(1/T)*∫0ton(Ismin+ΔIs*t/Ton)2dt]2、θon= Ton/T10 副边电流直流分量Isdc Isdc = (Ismin+ΔIs/2) *θon11 副边电流交流分量Isac Isac = √(Is2- Isdc2)12 副边绕组需用线径Ds Ds = 0.5*√Is电流密度取5A/mm213 原边励磁电流Ic Ic = Vp*Ton / Lp14 最小原边电流Ipmin Ipmin = Ismin*Ns/Np15 原边电流增量ΔIp ΔIp = (ΔIs* Ns/Np+Ic)/η16 原边电流峰值Ipmax Ipmax = Ipmin+ΔIp17 原边有效电流Ip Ip = √[(Ipmin2+ Ipmin*ΔIp+ΔIp2/3)*θon]1、Ip=√[(1/T)*∫0ton(Ipmin+ΔIp*t/Ton)2dt]2、θon= Ton/T18 原边电流直流分量Ipdc Ipdc = (Ipmin+ΔIp/2) *θon19 原边电流交流分量Ipac Ipac = √(Ip2- Ipdc2)20 原边绕组需用线径Dp Dp = 0.55*√Ip电流密度取4.2A/mm221 最大励磁释放圈数Np′ Np′=η*Np*(1-θon) /θon22 磁感应强度增量ΔB ΔB = Vp*θon / (Np*f*Sc)23 剩磁Br Br = 0.1T24 最大磁感应强度Bm Bm = ΔB+Br25标称磁芯材质损耗P Fe(100KHz 100℃ KW/m3)磁芯材质PC30：P Fe = 600磁芯材质PC40：P Fe = 45026 选用磁芯的损耗系数ωω= 1.08* P Fe / (0.22.4*1001.2)1.08为调节系数27 磁芯损耗Pc Pc = ω*Vc*(ΔB/2)2.4*f1.228 气隙导磁截面积Sg 方形中心柱：Sg= [(a+δ′/2)*( b+δ′/2)/(a*b)]*Sc 圆形中心柱：Sg= {π*(d/2+δ′/2)2/[π*(d/2)2]} *Sc29 有效磁芯气隙δ′ δ′=μo*(Np2*Sc/Lp-Sc/AL)1、根据磁路欧姆定律：H*l = I*Np 有空气隙时：Hc*lc + Ho*lo = Ip*Np又有：H = B/μ Ip = Vp*Ton/Lp 代入上式得：ΔB*lc/μc +ΔB*δ/μo = Vp*Ton*Np /Lp 式中：lc为磁路长度，δ为空气隙长度，Np为初级圈数，Lp为初级电感量，ΔB为工作磁感应强度增量；μo为空气中的磁导率，其值为4π×10-7H/m；2、ΔB=Vp*Ton/Np*Sc3、μc为磁芯的磁导率，μc=μe*μo4、μe为闭合磁路（无气隙）的有效磁导率，μe的推导过程如下：由：Hc*lc=Ip*Np Hc=Bc/μc=Bc/μe*μo Ip=Vp*Ton/Lpo 得到：Bc*lc/(μe*μo)=Np*Vp*Ton/Lpo又根据：Bc=Vp*Ton/Np*Sc 代入上式化简得：μe = Lpo*lc/μo*Np2*Sc5、Lpo为对应Np下闭合磁芯的电感量，其值为：Lpo = AL*Np26、将式步骤5代入4，4代入3，3、2 代入1得：Lp =Np2*Sc/(Sc/AL +δ/μo)30 实际磁芯气隙δ如果δ′/lc≤0.005： δ=δ′如果δ′/lc＞0.03： δ=μo*Np2*Sc/Lp 否则 δ=δ′*Sg/Sc31 穿透直径ΔD ΔD = 132.2/√f32 开关管反压Uceo Uceo = √2 *Vinmax+√2 *Vinmax*Np/ Np′33 输出整流管反压Ud Ud = Vo+√2 *Vinmax*Ns/Np′34 副边续流二极管反压Ud′ Ud′=√2 *Vinmax*Ns/Np二、双端开关电源高频变压器设计步骤：No待求参数项详细公式1 副边电压Vs 如果为半桥：Vs = Vp*Ns/(2*Np) 否则： Vs = Vp*Ns/Np2 最大占空比θonmax θonmax = Vo/(Vs-0.5)1、θonmax的概念是指：根据磁通复位原则，其在闭环控制下所能达到的最大占空比。

单管正激式开关电源变压器设计

单管正激式开关电源变压器设计设计一个单管正激式开关电源变压器的主要目标是将输入电压转换为所需的输出电压，并提供适当的电流输出。

这种类型的电源变压器由一个开关管、一个变压器、一个整流电路和一个滤波电路组成。

以下是一个设计单管正激式开关电源变压器的基本步骤：1.确定功率需求：首先，确定所需的输出功率，这将指导变压器的尺寸和开关管的容量选择。

输出功率通常以所需的输出电压和电流来计算，即P=V*I。

2.选择变压器参数：根据所需的输出功率和输入电压范围，选择适当的变压器参数。

变压器一般由工作频率、变比（输出电压与输入电压之比）和功率容量来定义。

变压器的变比可以通过变压器的匝数比来实现，即N2/N1，其中N2是次级（输出）匝数，N1是主级（输入）匝数。

3.选择开关管：选择能够承受所需输出功率的开关管。

开关管的选择与其导通电阻、封装、耐压和工作频率相关。

常用的开关管有晶体管和功率MOSFET。

4.设计整流电路：整流电路用于将开关管的高频交流输出转换为直流输出。

常见的整流电路包括单相桥式整流器和满桥式整流器。

整流电路的设计需要考虑所需的输出电压、电流和纹波功率因素。

5.设计滤波电路：滤波电路用于去除整流电路输出的高频纹波，并提供平滑的直流输出。

常见的滤波电路包括电容滤波器和电感滤波器。

滤波电路的设计需要考虑所需的输出电压纹波和效率。

6.进行模拟和数字仿真：使用计算机软件进行电路的模拟和数字仿真，以验证设计的正确性和性能。

7.制作原型并测试：根据设计的电路图和布局，制作原型并进行测试。

测试包括输出电压和电流的测量、纹波和效率的评估。

8.进行优化：根据测试结果进行设计的优化。

优化的目标包括提高效率、减小纹波和噪声，以及改进稳定性和可靠性。

上述步骤提供了一个基本的单管正激式开关电源变压器设计的框架。

具体的设计细节和参数将取决于所需的输出功率和输出电压等要求。

为了确保电路的稳定性和可靠性，建议在设计过程中仔细考虑电源的保护和故障检测机制。

正激变压器的设计

正激变压器的设计正激变压器的设计本文以一个13.8V 20A的汽车铅酸电池充电器变压器计算过程为例，来说明正激变压器的计算过程1、相關規格参数（SPEC）:INPUT: AC 180V~260V 50HzOUTPUT: DC 13.8V (Uomax=14.7V) 20APout: 274W (Pomax=294W)η≧80%, fs: 60KHZ;主电路拓扑采用单管正激自冷散热2、選擇core材質.決定△B选择PC40材质Core，考虑到是自冷散热的方式，取ΔB＝0.20T3、確定core AP值.決定core規格型號.AP=AW×Ae=(Ps×104)/(2×ΔB×fs×J×Ku)Ps : 變壓器傳遞視在功率( W) Ps=Po/η+Po (正激式)Ps=294/0.8+294＝661.5WJ : 電流密度( A) .取400 A/cm2Ku: 銅窗占用系數. 取0.2AP=(661.5×104)/(2×0.20×60×103×400×0.2)≈3.4453 cm2 選用CORE ER42/15 PC40．其參數為:AP=4.3262cm4 Ae=194 mm2 Aw=223mm2 Ve=19163mm3AL=4690±25% Pt=433W (100KHz 25℃) 4、計算Np Ns.(1). 計算匝比n = Np /Ns 設Dmax= 0.4n = Np / Ns = Vi / Vo = [Vin(min) ×Dmax]/(Vo+Vf)Vf :二极管正向壓降取1VVin(min)=180×0.9×√2-20=209 VDCVin(max)=260×√2=370VDCn=(209*0.4)/(13.8+0.7)=5.766 取5.5CHECK DmaxDmax=n(Vo+Vf)/Vin(min)= 5.5(13.8+1)/209=0.3868≈0.387Dmin=n(Vo+Vf)/Vin(max)= 5.5(13.8+1) /370=0.218(2). 計算NpNp=Vin(min) ×ton/(ΔB×Ae)Ton：MOS管导通时间ton= Dmax/ fs＝0.387/60×103＝6.33uSNp = (209×6.33)/( 0.20×194)=34.1 取34TS (3). 計算NsNs = Np / n = 34÷5.5＝6.18 取整为6 TS (4). CHECK Np （以Ns驗算Np)Np = Ns×n = 6×5 .5=33TS 取Np = 33TS (5).確定NRNR = Np= 33TS(6). CHECK ΔB之選擇合理性.ΔB=[Vin(min) ×Dmax×Ts]/ (Np×Ae)=(209×6.33)/ (33×194)=0.2067T5、計算线径：(1). 求初級線徑dwp：Ip = Pi / VL = Po / (η×Dmax×VIN) =294/(0.80×0.38×209) = 4.63 AIprms= Ip×√D =4.63 ×√0.38 = 2.854AAwp = I/J = 2.854/5 = 0.571mm2dwp=√(4Awp/π)＝√(4×0.571/3.14)=0.853mmΦ0.9mm orΦ0.55mm×4(2). 求NR繞組線徑dwR.NR =33TS L = N2×ALL = 332×4690×0.75 = 3.83mHIm = Vin(min) ×ton / L = (209×6.33) / (3.83×103) ≈ 0.345AAWN = 0.345 / 5 = 0.0691mm2dwN=√(4×0.0691/3.14) =0.235mm 取Φ0.28mm(3). 求繞組Ns之線徑dwsIsrms=16×√0.35=9.47A (设计输出电流最大为16A)Aws= I / J＝9.47÷5＝1.9 mm2查ER42/15 BOBBIN幅寬27.5mm±0.3mm.考虑扣除挡墙約6mm,則有27.5 - 6=21.5mm之可繞寬度,預留適當空間(1.5mm) ，W ＝20mm則:dws=√(4Aws/π)＝√(4×1.9/3.14)= 1.56mm选用Φ0.40mm×166、计算副边输出储能电感的感量Lo=Vo×(1-Dmin)÷(0.2×Io×Fs)=13.7×（1-0.218）÷（0.2×20×60×103）=10.7134÷（240×103）=45μH。

正激变换器中变压器的设计

正激变换器中变压器的设计1引言电力电子技术中，高频开关电源的设计主要分为两部分，一是电路部分的设计，二是磁路部分的设计。

相对电路部分的设计而言，磁路部分的设计要复杂得多。

磁路部分的设计，不但要求设计者拥有全面的理论知识，而且要有丰富的实践经验。

在磁路部分设计完毕后，还必须放到实际电路中验证其性能。

由此可见，在高频开关电源的设计中，真正难以把握的是磁路部分的设计。

高频开关电源的磁性元件主要包括变压器、电感器。

为此，本文将对高频开关电源变压器的设计，特别是正激变换器中变压器的设计，给出详细的分析，并设计出一个用于输入48V(36～72V)，输出、20A的正激变换器的高频开关电源变压器。

2正激变换器中变压器的设计方法正激变换器是最简单的隔离降压式DC/DC变换器，其输出端的LC滤波器非常适合输出大电流，可以有效抑制输出电压纹波。

所以，在所有的隔离DC/DC变换器中，正激变换器成为低电压大电流功率变换器的首选拓扑结构。

但是，正激变换器必须进行磁复位，以确保励磁磁通在每一个开关周期开始时处于初始值。

正激变换器的复位方式很多，包括第三绕组复位、RCD复位[1,2]、有源箝位复位[3]、LCD无损复位[4,5]以及谐振复位[6]等，其中最常见的磁复位方式是第三绕组复位。

本文设计的高频开关电源变压器采用第三绕组复位，拓扑结构如图1所示。

开关电源变压器是高频开关电源的核心元件，其作用有三：磁能转换、电压变换和绝缘隔离。

在开关管的作用下，将直流电转变成方波施加于开关电源变压器上，经开关电源变压器的电磁转换，输出所需要的电压，将输入功率传递到负载。

开关变压器的性能好坏，不仅影响变压器本身的发热和效率，而且还会影响到高频开关电源的技术性能和可靠性。

所以在设计和制作时，对磁芯材料的选择，磁芯与线圈的结构，绕制工艺等都要有周密考虑。

开关电源变压器工作于高频状态，分布参数的影响不能忽略，这些分布参数有漏感、分布电容和电流在导线中流动的趋肤效应。

正激变压器设计

首先：正激变压器由于储能装置在后面的BUCK电感上，所以没有Flyback变压器那么复杂，其作用主要是电压、电流变换，电气隔离，能量传递等所以，我们计算正激变压器的时候，一般都是首先以变压次级后端的BUCK电感为研究对象的，BUCK电感的输入电压就是正激变压器次级输出电压减去整流二极管的正向压降，所以我们又称正激电源是BUCK的隔离版本。

首先说说初次级匝数的选择：以第三绕组复位正激变压器为例，一旦匝比确定之后，接下来就是计算初次级的匝数，论坛里有个帖子里的工程师认为，正激变压器在满足满负载不饱和的情况下，匝数越小越好。

其实这是个误区，匝数的多少决定了初级的电感量（在不开气隙，或开同样的气隙情况下），而电感量的大小就决定了初级的励磁电流大小，这个励磁电流虽不参与能量的传递，但也是需要消耗能量的，所以这个励磁电流越小电源的效率越高；再说了，过少的匝数会导致del tB变大，不加气隙来平衡的话，变压器容易饱和。

无论是单管正激还是双管正激，都存在磁复位的问题。

且，都可以看成是被动方式的复位。

复位的电流很重要，太小了，复位效果会被变压器自身分布参数（主要是不可控的电容，漏感）的影响。

复位电流是因为电感电流不能突变，初级MOSFET关断之后，初级绕组的反激作用，又复位绕组跟初级绕组的相位相反，所以在复位绕组中有复位电流产生复位电流关系到磁芯能否可靠的退磁复位，其重要性不言自喻；当变压器不加气隙时，其初级电感量较大，复位电流自然就小。

但在大功率的单管正激和双管正激的实际应用中，往往需要增加一点小小的气隙，否则设计极不可靠，大功率的电源，一次侧电流很大,漏感引起的磁感应强度变化，B=I*Llik/nAe,就大，加气隙是为了减小漏感Llik.正激的占空比主要是取决于次级续流电感的输入与输出，次级则就是一个BUCK电路，而CCM的BUCK线路Vo=Vin*D，跟次级的电流无关Vo=Vin*DVo:输出电压，Vin：BUCK的输入电压，即正激变压器的输出电压减去整流管的正向压降，D：占空比在此，输出电压是已知的我们只要确定一个合适的占空比，就可以计算出BUCK 电感的Vin，也就是说变压器的输出电压基本就定下来了在这特别要提醒大家，占空比D的取值跟复位方式有很大的关系，建议D的取值不要超过0.5正激变压器加少量气隙能将电-磁转换中的剩磁清空,磁芯的实际利用率增加,同时增加的一点空载电流在大功率电流中所占比例较小,效率不会受到太大影响,这样可以让变压器不容易饱和,电源的可靠性增加,同时可以减少初级匝数,变压器内阻降低,能小体积出大功率.加气隙也相当于增大了变压器磁芯,但实际好处(特别是抗饱和能力)是胜于加大磁芯的.加气隙后,减小的电感量会被增加的磁芯利用率补回来,而且有余,是合算的不用担心.复位绕组的位置问题，是跟初级绕组近好呢，还是夹在初次级之间好？如果并绕，当然跟初级的耦合是最好的，但对漆包线的耐压是个考验！当然这不至于直接击穿。

关于正激变压器设计的9个经典问题

关于正激变压器设计的9个经典问题
正激变压器由于储能装置在后面的BUCK电感上，所以没有Flyback变压器那幺复杂，其作用主要是电压、电流变换，电气隔离，能量传递等。

所以，我们计算正激变压器的时候，一般都是首先以变压次级后端的BUCK电感为研究对象的，BUCK电感的输入电压就是正激变压器次级输出电压减去整流二极管的正向压降，所以我们又称正激电源是BUCK的隔离版本。

Q1：初次级匝数的选择
以第三绕组复位正激变压器为例，一旦匝比确定之后，接下来就是计算初次级的匝数，论坛里有个帖子里的工程师认为，正激变压器在满足满负载不饱和的情况下，匝数越小越好。

其实这是个误区，匝数的多少决定了初级的电感量（在不开气隙，或开同样的气隙情况下），而电感量的大小就决定了初级的励磁电流大小，这个励磁电流虽不参与能量的传递，但也是需要消耗能量的，所以这个励磁电流越小电源的效率越高；再说了，过少的匝数会导致deltB变大，不加气隙来平衡的话，变压器容易饱和。

Q2：无论是单管正激还是双管正激，都存在磁复位的问题
且都可以看成是被动方式的复位。

复位的电流很重要，如果太小了复位效果会被变压器自身分布参数（主要是不可控的电容，漏感）的影响。

但在大功率的单管正激和双管正激的实际应用中，往往需要增加一点小小。

正激变压器设计

单端正激变压器的设计开关电源变压器是高频开关电源的核心元件。

其作用为：磁能转换、电压变换和绝缘隔离。

开关变压器性能的好坏不仅影响变压器本身的发热和效率，而且还会影响到高频开关电源的技术性能和可靠性。

高频开关变压器的设计主要包括两部分：绕组设计及磁芯设计。

本文将对应用在高频下的单端正激变压器的设计方法及磁芯的选择给出较为详细的论述。

1 单端正激变压器原理单端正激变压器的原理图如图1所示。

单端正激变压器又称"buck"转换器。

因其在原边绕组接通电源Vi的同时把能量传递到输出端而得名。

正激式变压器的转换功率通常在50～500 W之间。

输出电压Vo由匝比n、占空比D和输入电压Vi确定。

当PWM控制器输出正脉冲，功率开关导通，变压器的初级绕组通过电流，此电流由两部分组成，一部分为磁化电流即流经等效开环电感上的电流，另一部分足与输出电流等效的初级电流，他和初次级匝比成正比，和输出电流成正比。

储存在电感上的能量必须在功率开关关断后下一次开启前泄放掉，以便使磁通复位。

N3为去磁绕组2 变压器磁芯的选用原则高频开关电源中的变压器从性能价格比考虑，MnZn功率铁氧体材料是最佳的选择。

应用于高频开关电源变压器中的铁氧体应具有以下磁特性：高饱和磁通密度或高的振幅磁导率，在工作频率范围有低的磁芯总损耗，较低的温度系数，较高的居里温度。

磁芯损耗Pc主要由磁滞损耗Ph和涡流损耗Pe(包括剩余损耗Pr)组成，即：磁滞损耗Ph正比于直流磁滞回线的面积，并与频率成正比关系。

即：对于工作频率在100kHz以下的功率铁氧体磁芯，降低磁滞损耗是最重要的，为降低损耗，即要降低矫顽力Hc、剩余磁感应强度。

要达到此目的，须从两方面着手，一是从配方成分方面，尽量使磁晶各项异性常数k→0，磁滞伸缩常数→0；二是在工艺上要做到高密度、大晶粒、均匀完整、另相少、内应力小、气孔少。

3 单端正激变压器的设计步骤(1)了解变压器的各项指标要求；(2)选取磁芯材质确定△B值；(3)计算磁芯的AP值，确定磁芯型号规格；(4)计算初次级绕线匝数；(5)计算线径dw。

正激变压器的设计流程

順向式變壓器設計原理(Forward Transformer Design Theory)第一節. 概述.順向式(Forward)轉換器又稱單端正激式或"buck"式轉換器.因其在原邊繞組接通電源V IN的同時繞組把能量傳遞到輸出端故而得名. Forward變換器中的變壓器是一個純粹的隔離變壓器. 因此,在副邊輸出端須附加儲能電感器L,用以儲存及傳送能量.Forward變壓器之轉換功率通常在50~500W之間.其優點有:1. 正激式變壓器通常使用無氣隙的CORE,電感值L較高,原副邊繞組之峰值電流較小( Φ=LI).因而銅損較小.2. 開關管Tr的峰值電流較低.開關損耗小.3. 适用于低壓.大電流.功率較大的場合.第二節. 工作原理正激變換器的主回路如圖 1.當開關管Tr導通時原邊繞組N p有電流I p流過.,因副邊繞組N s与N p有相同的同銘端.故副邊繞組通過D2把能量傳遞到輸出端.當Tr關斷時續流二极管D3導通釋放電感L中的能量給負載.在T r t on時,變壓器原邊電流I p=I m+I load.其中磁化電流I m是無法傳送到副邊的能量. 在T r t off期間此磁能無法被泄放,磁化能量將引起較高的反壓加在Tr之C . E极間而損壞Tr.另一方面磁化能量的存在將使變壓器CORE趨于飽和, 產生很大的集電极電流I c, 使T r損壞.為解決上述問題,通常在變壓器中設置一消磁繞組N R, 將磁化能量反饋到電源輸入端.當Tr t on時,儲能電感L內的電流將直線增加,如下式所示:d iL / d t=V s-V o / L而Tr集電极電流I c=I p可用下式表示:I c = I p= I load+I m = I L / n+[(T S* D max*V IN) / L]式中 n: 初級與次級之匝數比(N p/N s)I L: 輸出電感電流,即輸出負載電流.(A)I m: 磁化電流.(A)T s: 工作周期. T s=1/f s (μs)D max: 最大導通占空比 (D max = t on/T s)L: 輸出電感器之電感值 (uH)V IN: 輸入直流電壓 (V)變壓器磁化電流可由下式求得:I m = V IN*t on / L m = V IN*T S*D max / L m因為 V out = D max*V IN / n ( ∵U=－e=N*dψ/dt= N*Ae dB / dt=dφ/dt=Ldi/dt)而 V IN = n*V out / D max所以 I m = ∫0→t V IN*d t / L = n*T S*V out / L m則Ic之關系式可改寫為:I c= I p = I L / n+n*Ts*V out / L m若忽略磁化電流部分,原邊峰值電流Ic為:I c = I p = I L / n = 2P out / (η*V IN*D max)式中 I L=I o :負截電流 (A) ; P out: 輸出功率 P out=V o*I o (W)設η= 80%. D max=0.4. 則 I c = 6.2P out / V IN當Tr導通時間結束時,副邊峰值電流 Is 為:Is = I L+〔ton*(Vs-Vo+Vf) / 2L〕 V f: 二极管正向壓降.在能量轉換過程中,次級電流對磁芯起去磁作用,初級電流僅有很小一部分用來磁化磁芯.依據變壓器原理,次級在初級有反射電流I's.I's = Ns*Is / N p = Is/ n則 N p* I's= -Ns*Is如果激磁電感L m為常數,激磁電流I m線性增長,并等于原邊電流與反射電流之差:I m = V IN*ton / L m = I p-I's = (I p-Is*Ns) / N p磁化電流在導通時間結束時達到最大,當T r t off時,副邊感應電勢反向,二級體D2截止.Is=0, ton期間存儲在磁場中的激磁能量E R=(LI2m/ 2)在t off時應有釋放通路,且須保持與儲能時間相同.因為當正.負伏秒值相同時I m方才等于零,如此,复位時間t r為t r ≧ V IN*t on / E R ≒ N R*t on / N p式中N R為消磁繞組圈數.因為 N R=N p. 則 t r≒t on, 所以D max需低于50%第三節. Forward 變壓器設計方法.一. Forward Transfotmer 設計時之考慮因素:1. 鐵芯飽和問題.選用飽和磁通密度B s盡量高,剩余磁通B r盡量低的CORE,使其能承受大的磁場也就是大的電流,實現小體積大功率.2. 電壓的準位性.在多路輸出變壓器中,各繞組的伏特秒盡量保證一致,各繞組之電流密度應保持一致,使損耗有相同值.3. 傳輸功率.應考量在額定輸出功率下應留有一定余量,通常功率余量不應小于10%.4. 電流容量.有足夠的電流容量,以減小耗損.5. 工作頻率.將決定CORE的△B和導線直徑.6. 磁化電流Im .應使磁化電流盡可能低,激磁電感盡量大.所以需用高磁導率的CORE.7. 損耗PΣ . (PΣ=P fe+P cu)a. 銅損P cu包括低頻損耗和高頻損耗,低頻損耗很容易計算,也比較容易解決,通過增大導體截面積減小R DC即可降低損耗.線圈的高頻損耗因涉及渦流損耗.趨膚效應,鄰近效應等問題很難精確確定. P cu=I2rms*R HF (R HF: 高頻時導體的有效阻抗)從上式可見有效電流I rms正比于P cu,而I rms=I pp√D.即P cu正比于D,反比于V IN .在V IN最低時P cu最大.b. 鐵損P Fe 又包括磁滯損和渦流損.磁滯損正比于頻率和磁感應擺幅△B.渦流損與每匝伏特數和占空度D有關,而与頻率無關.V IN=Np dΦ / d t 即 V IN/Np=dΦ/d t .可見渦流損耗与磁通變化率成正比.8. 溫升. 變壓器損耗使得線圈與磁芯溫度升高,溫升又使損耗盡一步增加,.如此惡性循環將導致變壓器損壞.因此,設計時必須限制溫升在一個可接受的範圍.變壓器溫升循環圖如圖 2.溫升對CORE之功率損失特性圖參照各廠商之DATA BOOK.9. 漏電感.在實際變壓器中.因磁通的不完全耦合而產生漏磁通.轉換成漏電感形式存在變壓器中,漏電感Lk之關係式L K= u o*u r*A*N2 /ι*10-2上式中: L K:漏電感 ι:銅窗之排線寬度(cm)A: 兩繞組間之剖面積(cm)u r=1相對磁導率. u o= 4π*10-7 N: 匝數因漏感是一個限制電流Ip通過的阻抗.所以它將影響變壓器的電壓準位特性.同時漏電感所存能量在Tr off時將釋放,產生尖峰電壓,造成元件損壞和電磁干擾,采用吸收電路後將使效率降低,因此在設計變壓器時,應於CORE選擇.繞組結構,工藝工法上設法減小漏感.10. 分布電容.或稱雜散電容.分布電容的存在在電源轉換過程中,會傳輸繞組間的共模雜訊,增加原副邊的漏電流.在通信變壓器中,雜散電容影響信號的頻率響應.高頻變壓器中的雜散電容包括a. C W to CORE.b. C W to W.c. C Laye to Layed. C匝間等.因降低雜散電容与減小漏感相互矛盾.故設計時須根據用途權衡利弊做取舍.22484875.xls 10 / 10Lisc Oct.。

正激变压器设计(内容清晰)

无论是单管正激还是双管正激，都存在磁复位的问题。

且，都可以看成是被动方式的复位。

复位的电流很重要，太小了，复位效果会被变压器自身分布参数（主要是不可控的电容，漏感）的影响。

正激变压器的设计

正激变压器的设计一、正激变压器的基本工作原理二、正激变压器的设计步骤1.确定输入电压范围和输出电压需求。

首先需要确定正激变压器的输入电压范围和输出电压需求，这是进行正激变压器设计的基本参数。

2.选择开关管和变压器。

根据输入电压范围和输出电压需求，选择适当的开关管和变压器。

一般情况下，选择功率大于输出功率的开关管和变压器。

3.设计正激变压器的开关频率。

根据具体的要求和应用场景，确定正激变压器的开关频率。

开关频率一般选择几十千赫兹至几百千赫兹。

4.设计开关管的驱动电路。

根据选择的开关管，设计其驱动电路，保证开关转换的稳定性和可靠性。

5.设计滤波电路。

正激变压器输出的直流电压需要进行滤波处理，去除交流成分。

设计合适的滤波电路，将输出的直流电压保持在预定的范围内。

6.进行仿真和验证。

使用电路仿真软件进行正激变压器的仿真，验证设计的电路参数和性能是否满足设计要求。

7.制作和调试。

根据仿真结果进行电路的实际制作和调试，最终实现正激变压器的设计目标。

三、正激变压器设计中的注意事项1.热设计。

正激变压器的功率较大，会产生一定的热量，因此在设计中需要考虑散热问题，合理布局散热器和散热风扇，以确保正激变压器的工作稳定性和可靠性。

2.选择合适的材料和元器件。

正激变压器设计中需要选择合适的材料和元器件，以满足电路的性能要求。

特别是选择合适的开关管和变压器等核心元器件，能够提高正激变压器的工作效率和可靠性。

3.耐压设计。

正激变压器需要承受较高的电压，因此在设计中需要考虑耐压的问题，选用合适的耐压元器件和电路结构，避免因过高的电压引起元器件损坏。

4.保护措施。

正激变压器设计中需要考虑各种保护措施，如过流保护、过压保护、过温保护等，以确保正激变压器的工作安全可靠。

总结：正激变压器的设计需要考虑输入输出电压范围、开关频率、开关管和变压器的选择、滤波电路的设计等多个因素。

同时还需要注意热设计、材料和元器件的选用、耐压设计以及保护措施等问题。

正激变压器的设计

正激变压器的设计本文以一个13.8V 20A的汽车铅酸电池充电器变压器计算过程为例，来说明正激变压器的计算过程1、相關規格参数（SPEC）:INPUT: AC 180V~260V 50HzOUTPUT: DC 13.8V (Uomax=14.7V) 20APout: 274W (Pomax=294W)η≧80%, fs: 60KHZ;主电路拓扑采用单管正激自冷散热2、選擇core材質.決定△B选择PC40材质Core，考虑到是自冷散热的方式，取ΔB＝0.20T3、確定core AP值.決定core規格型號.AP=AW×Ae=(Ps×104)/(2×ΔB×fs×J×Ku)Ps : 變壓器傳遞視在功率 ( W) Ps=Po/η+Po (正激式)Ps=294/0.8+294＝661.5WJ : 電流密度 ( A) .取400 A/cm2Ku: 銅窗占用系數. 取0.2AP=(661.5×104)/(2×0.20×60×103×400×0.2)≈3.4453 cm2選用CORE ER42/15 PC40．其參數為:AP=4.3262cm4 Ae=194 mm2 Aw=223mm2Ve=19163mm3AL=4690±25% Pt=433W (100KHz 25℃)4、計算Np Ns.(1). 計算匝比 n = Np /Ns 設 Dmax= 0.4n = Np / Ns = Vi / Vo = [Vin(min) ×Dmax]/ (Vo+Vf)Vf :二极管正向壓降取1VVin(min)=180×0.9×√2-20=209 VDCVin(max)=260×√2=370VDCn=(209*0.4)/(13.8+0.7)=5.766 取5.5CHECK DmaxDmax=n(Vo+Vf)/Vin(min)= 5.5(13.8+1)/209=0.3868≈0.387Dmin=n(Vo+Vf)/Vin(max)= 5.5(13.8+1) /370=0.218(2). 計算NpNp=Vin(min) ×ton/(ΔB×Ae)Ton：MOS管导通时间ton= Dmax/ fs＝0.387/60×103＝6.33uSNp = (209×6.33)/( 0.20×194)=34.1 取34TS(3). 計算NsNs = Np / n = 34÷5.5＝6.18 取整为6 TS(4). CHECK Np （以Ns驗算Np)Np = Ns×n = 6×5 .5=33TS 取 Np = 33TS(5).確定N RN R = Np= 33TS(6). CHECK ΔB之選擇合理性.ΔB=[Vin(min) ×Dmax×Ts]/ (Np×Ae)=(209×6.33)/ (33×194)=0.2067T5、計算线径：(1). 求初級線徑dwp：Ip = Pi / VL = Po / (η×Dmax×VIN) =294/(0.80×0.38×209) = 4.63 AIprms= Ip×√D =4.63 ×√0.38 = 2.854AAwp = I/J = 2.854/5 = 0.571mm2dwp=√(4Awp/π)＝√(4×0.571/3.14)=0.853mmΦ0.9mm orΦ0.55mm×4(2). 求N R繞組線徑dw R.N R =33TS L = N2×ALL = 332×4690×0.75 = 3.83mHIm = Vin(min)×ton / L = (209×6.33) / (3.83×103) ≈0.345AAWN = 0.345 / 5 = 0.0691mm2dwN=√(4×0.0691/3.14)=0.235mm 取Φ0.28mm(3). 求繞組Ns之線徑dwsIsrms=16×√0.35=9.47A (设计输出电流最大为16A)Aws= I / J＝9.47÷5＝1.9mm2查ER42/15 BOBBIN幅寬27.5mm±0.3mm.考虑扣除挡墙約6mm,則有27.5 - 6=21.5mm之可繞寬度,預留適當空間(1.5mm) ，W＝20mm則:dws=√(4Aws/π)＝√(4×1.9/3.14)= 1.56mm 选用Φ0.40mm×166、计算副边输出储能电感的感量Lo=Vo×(1-Dmin)÷(0.2×Io×Fs)=13.7×（1-0.218）÷（0.2×20×60×103）=10.7134÷（240×103）=45μH正激变压器由于储能装置在后面的BUCK电感上，所以没有Flyback 变压器那么复杂，其作用主要是电压、电流变换，电气隔离，能量传递等。

正激变压器电感的设计

正激变压器电感的设计激变压器（Flyback Transformer）是一种用于将直流电源转换为高频交流电源的变压器。

它是一种特殊的变压器，与普通的电源变压器相比，不仅可以变换电压，还可以实现电源的反向转换。

激变压器设计的关键是电感的选择和设计，下面将从激变压器电感设计的原理、步骤和几个重要关键点进行详细介绍。

一、激变压器电感设计的原理激变压器的工作原理是利用电感储存能量，然后将其输出到负载上。

当输入电压施加在主绕组上时，产生磁场，这个磁场使得能量保存在传输线和磁芯上。

当MOSFET关断时，储存在磁场中的能量转换为电能，从而实现电源反向转换。

二、激变压器电感设计的步骤1.确定输入电压范围和输出功率：根据具体需求，确定输入电压范围和输出功率，这将直接影响到激变压器的设计参数。

2.选择磁芯材料：根据工作频率和功率要求，选择合适的磁芯材料。

常用的材料有磁性氧化铁、镍锌、钼珠铁氧体等，不同材料具有不同的磁导率、饱和磁感应强度和损耗特性，根据具体要求，选择合适的材料。

3.计算输出电感：根据输出功率和输电频率，计算出输出电感值。

输出电感是根据输入和输出电压的比值来确定的，一般输出电感值为输入电感的数倍。

4.计算主绕组匝数：根据输入电压和输入电感值，计算出主绕组的匝数。

主绕组的匝数决定了输出电感的大小和转换效率。

5.计算辅助绕组匝数：辅助绕组的作用是调节输出电压和稳定电流，根据具体要求，计算出辅助绕组的匝数。

辅助绕组的匝数要根据输入输出电压比例确定。

6.选择导线规格：根据主绕组和辅助绕组的匝数和电流大小，选择合适的导线规格。

需要考虑导线的截面积和材料特性，以保证电流能够正常通过导线。

7.计算变压器的尺寸：根据主绕组的尺寸和磁芯的截面积，计算出变压器的尺寸。

尺寸的设计需要满足磁芯的填充系数要求，以及尽可能减少漏磁和损耗。

8.仿真和优化：利用电磁仿真软件对设计结果进行计算和分析，根据仿真结果进行优化，以提高激变压器的工作效率和稳定性。

正激式变压器设计

正激式高频变压器的设计成都立新由于高频变压器在开关电源中已被广泛的使用，所以，高频变压器的设计是一重要课题。

按照高频变压器的工作方式，可分为正激式和反激式两种。

高频变压器工作时是利用一电子开关的高速通断，从而使变压器进行能量传输。

当电子开关导通时，变压器进行能量传输，称为正激式；反之，即电子开关截止时，变压器进行能量传输，称为反激式。

这里，笔者介绍正激式高频变压器的设计方法．如图1所示。

该变压器一般设计的使用功率为50～500W。

图1中已标明变压器T各绕组安装时规定的同名端，以便以下分析。

当功率开关管M1接通时(给M1栅极上外加脉冲开关信号。

在变压器T的主绕组N1中有电流通过)，其自感电动势a点为+，b点为－，这样在变压器的Nl中就储存了磁能。

该能量传输到次级绕组N2上(e点为+，f点为－)，使二极管D2正向偏置，有电流通过D2、电感L和负载RL。

而此时D3是处于反向偏置，所以无电流通过D3。

当功率开关M1截止时(M1栅极开关信号为"0"电平)，变压器T所有绕组以及L的感应电压都反向。

D2也处于反向偏置状态。

由于电感器L的电流不能突变，D3(是续流管)导通，负载RL仍有电流通过。

此时。

次级绕组中无电流通过。

由此可见，变压器T 从初级到次级的能量传输是在开关M1导通时完成的．这一过程通常称为正激式变换(反之，若上述的能量传输是在M1截止时完成，称为反激式变换，这里不讨论)。

在上述的变压器T正激式变换中，为了避免变压器T或电感器L产生饱和，要求开关管M1导通时的电压与时间的乘积(UxT)应等于Ml截止时的反向电压与时间的乘积。

为此，设定Ml时间为Ton，T初级绕组电压设为Uin(初级绕组电流由N1的a流到b)，由此时的电压×时间：UinxTon……(1)。

然而，当电子开关M1截止时，没有电流流过变压器T，结果是电压与时间的乘积就会不平衡，这种不平衡将导致变压器T饱和。

为了解决变压器可能饱和的问题，在变压器T中增加了第三绕组N3和一只快恢复二极管D1。