实验四 集成电路模拟乘法器的应用

实验四集成电路模拟乘法器的应用模拟乘法器是利用晶体管的非线性特性,经过电路上的巧妙设计,在输出中仅保留两路输入信号中由非线性部分产生的信号的乘积项,从而获得良好的乘积特性的集成器件。

在高频电子线路中，振幅调制、同步检波、混频、倍频、鉴频、鉴相等调制与解调的过程，均可视为两个信号相乘或包含相乘的过程。

采用集成模拟乘法器实现上述功能比采用分立器件如二极管和三极管要简单的多,而且性能优越。

所以目前在无线通信、广播电视等方面应用较多。

集成模拟乘法器的常见产品有BG314、F1595、F1596、MC1495、MC1496、LM1595、LM1596等。

本实验仅介绍MC1496集成模拟乘法器。

一、实验目的1．了解模拟乘法器（MC1496）的组成结构与工作原理，掌握其调整与特性参数的测量方法。

2．掌握利用乘法器实现振幅调制(AM与DSB)、同步检波、混频、倍频等几种频率变换电路的原理及设计方法。

3．学会综合地、系统地应用已学到模电、数电与高频电子线路的知识，掌握对振幅调制、同步检波、鉴频、混频和倍频电路的设计与仿真技能，提高独立解决问题的能力。

二、实验设备与仪器高频实验箱 WHLG-2 一台数字双踪示波器 TDS-1002 一台高频信号发生器 WY-1052 一台数字万用表一块三、实验任务与要求1、模拟乘法器1496的构成、基本原理说明①集成模拟乘法器的内部结构MC1496集成模拟乘法器的内部电路结构和引脚排列如图4-1所示。

图4-1 MC1496的内部电路及引脚图MC1496是双平衡四象限模拟乘法器。

其中V1、V2与V3、V4组成双差分放大器，V5、V6组成的单差分放大器用以激励V1～V4。

V7、V8及其偏置电路组成差分放大器V5、V6的恒流源。

引脚8与10接输入电压C u ，1与4接另一输入电压t u ，输出电压o u 从引脚6与12输出。

引脚2与3外接电阻R E ，对差分放大器V5、V6产生串联电流负反馈，以扩展输入电压y u 的线性动态范围。

引脚14为负电源端（双电源供电时）或接地端（单电源供电时），引脚5外接电阻R5。

用来调节偏置电流I 5及镜像电流I 0的值。

② 集成模拟乘法器的1496偏置电压与电流的确定 ● 静态偏置电压的确定静态偏置电压的设置应保证各个晶体管工作在放大状态，即晶体管的集—基极间的电压应大于或等于2V ，小于或等于最大允许工作电压。

根据MC1496的特性参数，对于图4-1所示的内部电路，应用时，静态偏置电压（输入电压为0时）应满足下列关系，即:12641108,,u u u u u u ===⎪⎭⎪⎬⎫≥-≥≥-≥≥-≥V u u u V V u u u u V V u u u u V 7.2),(157.2),(),(152),(),(1554141108108126● 静态偏置电流的确定一般情况下，晶体管的基极电流很小，对于图4-1，三对差分放大器的基极电流I 8、I 10、I 1和I 4可以忽略不计，因此器件的静态偏置电流主要由恒流源的值确定。

当器件为单电源工作时，引脚14接地，5脚通过一电阻R 5接正电源（+U CC 的典型值为+12V ），由于I 0是I 5的镜像电流，所以改变电阻R 5可以调节I 0的大小，即：当器件为双电源工作时，引脚14接负电源-U EE (一般接-8V)，5脚通过一电阻R 5接地，因此，改变R 5也可以调节I 0的大小，即：则：当V EE =-8V ，I 5=1mA 时，可算得：R 5={（8-0.75）/（1X10-3）}-500=6.75K Ω 取标称电阻，则R5=6.8K Ω根据MC1496的性能参数，器件的静态电流小于4mA ，一般取mA I I 150==左右。

此时,器件的总耗散功率可由下式估算:)()(214551465u u I u u I P D -+-=PD 应小于器件的最大允许耗散功率（33mW ）。

● 负载电阻RC 的选择Ω+-=≈5007.0550R Vu I I CC Ω+--=≈5007.0550R V u I I EE Ω--=5007.055I V R EE由于共模静态输出电压为：C CC R I V V V 5126-==式中6V 、12V 是6脚与12脚的静态电压。

当选V V V 8126==，V V CC 12=，mA I 15=时，Ω=-=-=K mA V V I V V R C CC C 41/)812(/)(5，取标称电阻C R =3.9K Ω ● 载波电平Ux 与信号电平UY 的选择因为载波抑制比与载波输入电平密切相关，小的载波电平不能完全打开晶体管器件，结果信号增益低，载波抑制比亦较差。

而高于最佳的载波电平将产生不必要的载波泄漏，同时也使载波抑制特性恶化。

测试结果表明，当载频为500KHZ 时，用60mV(rms)的正弦载波，可获得最佳载波抑制比。

载频为10MHZ 时，最佳载波电平约为160mV(rms)。

频率较高时，为了使载波泄漏最小，电路的设计要注意，为了防止载波输入和输出之间的电容耦合，必须采取屏蔽措施，实际应用时，还可在1、4脚之间接入载波调零电位器。

载波泄漏与信号电平无关，因此使用大信号电平工作时，载波抑制可达最大值。

然而，还必须保持信号输入差分放大器工作在线性状态，否则，将产生调制信号的谐波，并作为被抑制载波的寄生边带出现在器件的输出端。

这个条件就规定了输入信号的上限，即要求：Uy ≤I 5Ry式中 I 5为5脚的电流，当选I 5=1mA ，Uy=1V(峰值)时，由上式可确定：Ry ≥Uy/I5=1/1X10-3=1K Ω③ 基本工作原理设输入信号t U U x xm x ωcos =， t U U y ym y ωcos =，则MC1496乘法器的输出U 0与反馈电阻R E 及输入信号x U 、y U 的幅值有关。

● 不接负反馈电阻（脚2和3短接）a 、x U 和y U 皆为小信号()26mV<时，由于三对差分放大器（VT 1，VT 2，VT 3，VT 4及VT 5，VT 6）均工作在线性放大状态，则输出电压U 0可近似表示为y x y x TL U U K U U U R I U 02002=≈])cos()[cos(210t w w t w w U U K y x y x ym xm -++= 式中，0K ——乘法器的乘积系数，与器件外接元件参数有关，即：2002TLU R I K =式中， T U ——温度的电压当量，当T=300K 时，mV qKTU T 26== L R ——输出负载电阻。

可见，当输入均为小信号时，MC1496可近似为一理想乘法器。

输出信号0U 中只包含两个输入信号的和频与差频分量。

当y U 为小信号，x U 为大信号（大于100mV ）时，由于双差分放大器（VT 1、VT 2和VT 3、VT 4）处于开关工作状态，其电流波形将是对称的方波，乘法器的输出电压0U 可近似表示为y x U U K U 00≈∑∞=-++=10])cos()[cos(n y x y x n gm t w nw t w nw A U K （n 为奇数）输出信号0U 中。

包含y x w w ±,y x w w ±3,y x w w ±5,······,y x w w n ±-)12(等频率分量。

● 接入负反馈电阻由于E R 的接入，扩展了y U 的线性动态范围，所以器件的工作状态主要由x U 决定，分析表明：ａ、当x U 为小信号()26mV <时，输出电压0U 可表示为])cos()[cos(210t w w t w w U U K U U U R R U y x y x ym xm E y x T E L -++==式中：Ur R R K E L E =接入负反馈电阻E R 后，x U 为小信号时，MC1496近似为一理想的乘法器，输出信号0U 中只包含两个输入信号的和频与差频。

当x U 为大信号()100mV>时，输出电压0U 可近似表示为：y ELU R R U 20≈ 上式表明，x U 为大信号时，输出电压0U 与输入信号x U 无关。

2、集成模拟乘法器构成的频率变换电路应用及实验 ① 振幅调制原理与电路振幅调制(AM V ),就是用调制信号ΩV 去控制高频载波信号C V 的振幅,使载波信号的振幅按照调制信号ΩV 的规律变化。

即已调制信号AM V 变化的周期与调制信号ΩV 的周期相同，且幅度的变化与调制信号的振幅成正比.调幅信号的表达式为：()()()()tmU t mU t U tt m U t U c cm c cm c cm c cm Ω-+Ω++=Ω+=ωωωωcos 21cos 21cos cos cos 10式中，m ——调幅系数，cm m U U m Ω=；t U c cm ωcos ——载波信号；()t mU c cm Ω+ωcos 21——上边带信号；()t mU c cm Ω-ωcos 21——下边带信号； 图4-4-2 调幅波波形与频谱图 它们的波形及频谱如图4-4-2所示。

由图可见，调幅波中载波分量占有很大比重，因此信息传输效率较低，称这种调制为有载波调制，简记为AM 。

为提高信息传输效率，广泛采用抑制载波的双边带（DSB ）或单边带（SSB ）振幅调制。

双边带调幅波的表达式为：()()()[]tt m U t t m U t U c cm c c cm Ω=Ω-+Ω+=cos cos cos cos 210ωωω 单边带调幅波的表达式为：()()t mU t U c cm Ω+=ωcos 210 或 ()()t mU t U c cm Ω-=ωcos 21双边带调幅波的波形及频谱如图4-3所示。

以上分析可见，三种振幅调制都有一个调制信号和载波的乘积项，所以振幅调制电路的实现是以乘法器为核心的频谱线性搬移电路。

图4-3 DSB 调幅波波形与频谱图由集成模拟乘法器MC1496构成的振幅调制器电路如图4-4所示：图4-4 集成模拟乘法器1496构成的振幅调制电路电原理图图中，载波信号U C 经高频耦合电容C 2从x U 端输入，C 3为高频旁路电容，使8脚接地。

调制信号0U 经低频耦合电容C 1从y U 端输入，C 4为低频旁路电容，使4脚接地。

调幅信号0U 从12脚单端输出。

器件采用双电源供电方式，所以5脚的偏置电阻R 5接地。

脚2与3间接入负反馈电阻E R ，以扩展调制信号的ΩU 的线性动态范围，E R 增大，线性范围增大，但乘法器的增益随之减少。

电阻R6、R7、R8及RL 为器件提供静态偏置电压，保证器件内部的各个晶体管工作在放大状态，对于图4-4-4所示电路参数，测量器件的静态（0=c U ，0=ΩU ）偏置电压为：表4-4-1电阻R1、R2、RP 、R3和R4用于将直流负电源电压分压后供给MC1496的1、4脚内部的差分对三极管基极偏置电压。