OFDM系统中基于导频

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谢谢！
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③信道估计值更新为：
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Y(k) He (k) = X pure (k)
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信道估计中的内插方法
N 在梳状导频放置方法中， p个导频信号均匀地 插入数据信号 X (k)中
xp (m), l = 0. X (k) = X (mL + l) = data, l =1,2,L, L −1.
如果信道是慢变的，那么在块状的导频放置 方法中可以用判决反馈的方法来进行信道估计，其 算法如下： ①在第k个子载波处的前一符号信道估计为 {He (k)} ,则当前发送符号可估计为 {Xe (k)}，即：
Y(k) Xe (k) = k=0,1,…，N－1； He (k) ② {Xe (k)}在通过解调反映射为二进制数据之后 再通过映射成为调制信号 {X pure (k)}
Ymn = Hmn Xmn + Nmn
这里的 Nmn是时域高斯白噪声经过FFT变换的结果。 在接收端，接收数据中的导频信息被送入信 道估计模块，得到所有频点的信道估计 {He (k)} 之后，就可以得到估计的发送数据符号：
Y(k) Xe (k) = , He (k)
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k = 0,1,L, N −1.
HLS = X Y
在MMSE算法中得到的频域响应估计为： −1 HMMSE = FRhY RYYY 这里的 RhY 是信道时域响应h和导频Y的互相关函数 R 矩阵， YY 代表了导频Y的自相关函数矩阵。 上述MMSE算法和LS算法都可用于块状和梳 状的导频放置方法中。
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−1
信道估计算法
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仿真模型
我们在上面已对导频的放置有所讨论，这里采 用两种导频放置方式：块状和梳状的导频放置。 对于块状的导频放置，每隔一定的符号间隔，会 放置一定数目的导频符号。在每一块内的导频处 的信道估计采用LS算法得出，在块内剩余数据符 号处的信道估计使用了两种方法：一种是直接复 制导频符号的信道估计；另一种是采用上述的判 决反馈的方法来适应信道的变化。 对于梳状导频放置，我们使用LS算法来估计 导频处的信道响应。然后在数据频点处的信道响 应由各种内插算法得到，这里使用的算法有一阶 内插、二阶内插、时域内插算法。
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导频的放置
通常情况下，OFDM信号都要经过时变的多径 信道。信道估计必须能够估计出任一时刻所有子载 波处的信道响应。OFDM信号的结构使得我们能够 使用时频二维的估计方法。而无线信道在时域和频 域所具有的相关性使得我们可以只在有限的OFDM 符号及有限的子载波上放置导频。这里我们并没有 考虑利用保护间隔来进行信道估计。
Y = [Y(0),Y(1),L,Y(N −1)] ,
T
X = diag{ X (0), X (1),L, X (N −1)} ,
T
N = [ N(0), N(1),L, N(N −1)] .
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信道估计算法
假定信道响应向量h和信道噪声向量n互不相关，那 (Y − XFh)H (Y − XFh) 么在LS算中，最小化 就可以得到频域的信道估计：
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OFDM系统中信道估计的必要性
第二，是差分检测，该方法并不需要知道信道响 应的绝对参考值，它只需要知道各符号之间的相 对幅值和（或）相对相位。但差分检测会比相干 检测在SNR性能上损失3dB。如果要考虑到自适 应调制或STC与MIMO－OFDM结合的系统，信 道估计就变得必不可少了。因此，在OFDM系统 中准确的信道估计十分重要。
OFDM系统中基于导频 信道估计的研究
杨远
xdyyuan@
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本文摘要
本文讨论了OFDM系统中基于导频的信道估 计方法。首先说明了OFDM系统中信道估计的一 般原理和方法，然后针对块状导频和梳状导频放 置方法，讨论了一些实用的估计和内插算法并作 一仿真比较。
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信道模型
我们考虑的多径衰落模型可用下面的公式描述：
h(t) = ∑hj (t)δ (t −τ j (t))
j =1 Lp
在这里，我们可以认为在一个OFDM符号时间间 隔TS内 hj (t) 和 τ j (t) 是常数。如果选择的循环前缀 的长度大于最大多径时延，并且系统已获得了良 好的同步，那么我们可以认为在相邻OFDM符号 之间不存在ISI，那在此时OFDM系统可以等效为 N路并行传输系统，如图2所示。
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导频的放置
为了得到足够的信道 信息，导频的间隔在时 间和频率轴方向上必须 满足Nyquist采样定律， 这意味这在导频之间存 在着最大的频率间隔 rf 和最大的符号间隔 ， 其中， r t
rt <
图3.OFDM导频放置 －频 时 平 面示意图
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1 2 fD,maxT
可由LS算法得到导频处的信道估计为 He (k) 而在其它数据频点处的信道响应则可以通过内插 的方法得到，这些不同的内插方法可能有：线性 内插法、二次内插法、时域内插法、低通FIR滤波 等方法。
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信道估计中的内插方法
其中最简单的线性内插法，在数据载波k处的信 道估计可由下式得到：
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导频的放置
frequen ncy
freque ency
time
time
图4.块状导频放置
图5.梳状导频放置
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信道估计算法
由式⑶可得到其矩阵表达形式为：
Y = XFh + N
⑸
这里Y为接收到的信号向量，X为对角阵， 其对角元素为发送的导频向量，F是FFT变换矩阵。
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相关接收的OFDpper
IFFT
P/S
DAC
Channel Cohernt Detection
Binary Output Data
P/S
Demapper
FFT
S/P
ADC
Channel Estimation
图1.采用相关接收的基带OFDM系统
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OFDM的兴起
OFDM以其高的频谱利用率、有效抗多径的 能力等许多优点近年来得到了广泛的研究， 并在欧洲DAB、DVB系统和WLAN中的 HiperLAN/2、802.11a都得到了应用。
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OFDM系统中信道估计的必要性
在通常的OFDM链路中，每一子载波上经过编码 的数据先经过映射成为某一m-PSK或m-QAM符号。 但是由于频率选择性衰落、多普勒频移的存在和 载波频偏、同步误差的影响，信道传递函数是一 个随机过程。为了解决这一问题存在不同的途径。 第一，使用相关检测的方法，我们需要知道每一 子载波处的信道响应来决定其最佳的判决门限。
a取值接近1，以满足信道响应在一个OFDM符号
的间隔内恒定的假设。
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仿真模型
我们已假定系统已有了良好的同步且保护间隔 大于最大多径时延从而避免了ISI的产生。仿真中 用到的OFDM系统参数如下： FFT长度：128 导频插入比率：1/8 循环前缀长度：8 信号星座：16QAM、QPSK
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信道模型
H0 N0
X0
Y0
H N-1
N N-1
X N-1
Y N-1
图2.等效并行高斯信道
这时在第n个OFDM符号的第m个载频处的频 L 域信道响应可表示为：H = ∑h [n]exp(i2πmτ j [n])
p
mn
j =1
j
T
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信道模型
在接收端去掉保护间隔之后，对时域信号y(0)， y(1)，…，y(N-1)进行FFT变换之后，我们就可得到 第n个OFDM符号的第m个载频处的接收信号为：
He = He (mL + l) l = (Hp (m+1) − Hp (m)) + Hp (m) L 0 ≤ l < L, mL < k < (m+1)L
二阶内插方法要比一阶的复杂，但能获得更好 的近似，二阶内插公式由下式给出：
He = He (mL + l) = c1Hp (m−1) + c0Hp (m) + c−1Hp (m+1)
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仿真结果
图 7.QPSK调制 各种 法性 下 算 能
图 8.16QAM调 制下 各种 法性 算 能
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结论
因而在信道快变时，我们可以采用梳状的导频 放置，用简单的线性内插方法可以获得较好的性能。 如果在信道慢变和信噪比较高的情况下，采用判决 反馈机制的块状导频放置方法可以得到较好的性能。 OFDM系统作为一种宽带无线通信的手段，本身具 有利用频率分集的能力，如果通过在不同子载波间 进行编码，并结合MIMO传输技术，则可以利用时 间、空间获得更大的系统增益。而在这其中的信道 估计由于空间维数的增加、空时编码的要求而变得 复杂 ，若再要考虑多用户OFDM系统、OFDM系统 中的链路自适应问题，则信道估计这一方面十分值 得研究。
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信道估计中的内插方法
如图6所示，时域内插方 法基于对原序列进行插 零和进行FFT/IFFT，在 获得导频处的信道估计
Gp
H p(k)
IFFT
0
FFT
He(k)
{H (k),
p
k = 0,1,L, Np −1 }
Gp
之后，我们首先用IFFT 将其转换至时域，然后 图6.时域内插算法框图 在 N个点中间插零补为 N p 个点。最后，信道在所有频点的信道估计可由FFT 得到 。