4.1.3 丙类谐振功放的功率和效率
丙类高频功率放大器
摘要随着无线通信技术的高速发展，市场对射频电路的需求越来越大，同时对射频电路的性能要求也越来越高。
丙类谐振功率放大器是位于无线发射机末端的重要部件，它通常被用作末级功放，以使发射信号获得较大的输出功率和较高的效率。
本论文对EDA软件PSPICE进行了系统的研究，从而掌握了丙类谐振式功率放大器的仿真设计方法。
首先，根据电路的性能指标要求，对丙类谐振式功率放大器的电路参数进行工程估算；然后，利用软件对估算的电路进行进一步的精确模拟分析，通过观测、分析丙类谐振式功放的负载特性、放大特性、调制特性的基础上，调整电路路的参数，从而达到优化电路参数的目的，以使电路的各项性能指标满足预期的设计要求。
关键词：丙类谐振功率放大器、电子设计自动化、优化设计ABSTRACTWith the rapid development of the radio communication technology, the market requirements for RF circuit are growing, calling for the higher demands of RF circuit performance, in which the class-C resonance Power-Amplifier is an important component at the end of the radio transmitter. It is usually used as the end-Power-Amplifier aiming at obtaining transmitted signal with high output power and high efficiency. In this dissertation，the simulation of the class-C resonant Power-Amplifier is given in detail by studying EDA software PSPICE, by using which the accurate simulation analysis of the estimated circuit is obtained after the Circuit parameters of the class-C resonant Power-Amplifier are estimated according to the circuit performance. On the base of observing and analyzing load characteristics, amplify characteristics and modulation characteristics, optimized Circuit Performance are obtained by adjusting the circuit parameters for the purpose of meeting the demands of the design.Keywords：Class-C resonant Power-Amplifier, EDA, Optimization Design目录一绪论1.1 高频功率放大器的简介1.2 国内发展的状况和前景1.3 课程目的和意义1.4 论文主要工作作二丙类功率谐振放大器的理论设计2.1 电路原理2.1.1 工作原理2.1.2 主要的技术指标2.2 电路的参数值的估计2.2.1 三极管的选取2.2.2 确定放大器的工作状态2.2.3 谐振回路及耦合回路的参数设计2.2.4 基极偏置电路的参数设计三功率放大器性能分析和工作状态的确定3.1 对功放进行理论分析3.1.1 输出特性上的动态线近似作法3.1.2 放大器电参量VBB VCC Vbm 负载RP的变化对动态线的影响3.2 对功放性能进行分析和工作状态的确定3.2.1 负载特性3.3.2 放大特性3.3.3 调制特性4 功率放大器的仿真与调试4.1 功率放大器的仿真设计4.1.1 功率放大器的仿真电路原理4.1.2 功率放大器的调试4.1.3 功率放大器的仿真波形图五课程设计心得体会六参考文献七致谢1 绪论1．1高频功率放大器的应用和前景在通信电路中，为了弥补信号在无线传输过程中的衰耗要求发射机具有较大的功率输出，通信距离越远，要求输出功率越大。
高频电子线路填空选择题
第一章一、填空题1.为了改善系统性能、实现信号的（有效传输）及（信道的复用），通信系统中广泛采用调制技术。
2.用待传输的基带信号去改变高频载波信号的某一参数的过程，称为（调制），用基带信号去改变载波信号的幅度，称为（调幅）。
3.无线电波传播方式大体可分为（沿地面传播、沿空间直线传播、依靠电离层传播）。
4.非线性器件能够产生（新的频率分量），有（频率变换）的作用。
第二章一、单选题1. 对集中选频放大器下列说法不正确的是（B ）。
A. 集中选频放大器具有接近理想矩形的幅频特性；B. 集中选频放大器具有选择性好、调谐方便等优点；C. 集中选频放大器可用瓷滤波器构成。
2. 单调谐放大器中，Qe对选择性和通频带的影响是（B ）。
A. Qe 越大，选择性越好，通频带越宽B. Qe 越大，选择性越好，通频带越窄C. Qe 越大，选择性越差，通频带越窄4. 单调谐小信号放大器中，并联谐振回路作为负载时常采用抽头接入，其目的是（C ）A.展宽通频带B.提高工作频率C.减小晶体管及负载对回路的影响5. 单调谐小信号放大器多级级联，其总通频带将（B ）。
A.增大B.减小C.不变6. LC并联谐振回路两端并联一电阻后,回路的通频带将会( B)。
A.缩小B.展宽C.不变7. 并联谐振回路的矩形系数为(A )。
A.≈10B.与Q值有关C.与谐振频率有关8. LC并联谐振回路相移频率特性在谐振频率处的斜率是（ A）。
A.负值B.正值C.零9. LC并联谐振回路谐振时，回路相移为（ A）。
A.零B.+90°C.-90°10. LC并联谐振回路谐振时其等效阻抗为（ C）。
A.零B.小且为纯电阻C.大且为纯电阻三、填空题1. 小信号谐振放大器性能与谐振回路的等效品质因素Qe有密切关系，Qe越大，其谐振曲线越（尖锐），谐振增益越（大），选择性越（好），通频带越（窄）。
2. LC并联谐振回路中，Q值越大，其谐振曲线越（尖锐），通频带越（窄），选择性越（好）。
高频丙类谐振功率放大原理
• 高频功率放大器常用的有源器件是：晶体管、场效 应管和电子管，输出功率在1KW以下的功率管常采 用晶体管；而对1KW以上的则主要采用电子管，本 章主要讨论晶体管谐振功率放大器，共工作原理亦 适用于其他器件的谐振功率放大器。
• 高频功率放大器的主要特点是：工作于大信号的非 线性状态，用解析法分析较困难，故工程上普遍采 用近似的分析方法——折线法来分析其原理和工作 状态。
其中各次谐波分量的振 幅为 :（区间 － ， ）
1
Ic0 2
－ iC d t iC max 0 ( )
1
I c1m 2
－ iC cos td t iC max 1 ( )
1
I cnm 2
－ iC cos n td t iC max n ( )
ic icmax
/2
C
L
RL
ui
4、谐振回路作负载可以滤 除高频脉冲电流iC中的谐波 分量，同时实现阻抗匹配。
UBB
UCC
4.2.2 工作原理及性能指标
ic
一、特性曲线的折线化：
忽略高频效应----按照低频特性分析；
忽略基区宽变效应----输出特性水平、 平行、等间隔；
0
输出特性
uCE
忽略管子结电容、载流子基区渡跃时间； 输 ib
静
忽略穿透电流----截止区ICEO=0；
入 特
分析与计算大大简化，但误差也大；
性
特 Байду номын сангаас 曲
0 UD
uBE
线
理论分析与计算只是为电路参数的选择
与调整提供依据与指导，实际电路工作时需 转 ic
gm
的 折
要调整。
移 特
线
丙类功率放大器
1 前言随着无线通信技术的高速发展，市场对射频电路的需求越来越大，同时对射频电路的性能要求也越来越高。
丙类谐振功率放大器是位于无线发射机末端的重要部件，它通常被用作末级功放，以使发射信号获得较大的输出功率和较高的效率。
本次课设用EWB软件对丙类放大器进行了研究，并掌握丙类谐振功率放大器的仿真设计方法。
高频功率放大器（简称高频功放）主要用于放大高频信号或高频已调波（即窄带）信号。
由于采用谐振回路作负载，解决了大功率放大时的效率、失真、阻抗匹配等问题，因而高频功率放大器通常又称为谐振功率放大器。
就放大过程而言，电路中的功率管是在截止、放大至饱和等区域中工作的，表现出了明显的非线性特性。
但其效果:一方面可以对窄带信号实现不失真放大;另一方面又可以使电压增益随输入信号大小变化，即实现非线性放大。
根据功放电流导通角可以分为甲类、乙类、丙类等不同类型的放大器。
丙类谐振功率放大器是位于无线发射机末端的重要部件，其效率可达到90%，因此它通常被用作末级功放，以使发射信号获得较大的输出功率和较高的效率。
本设计对EWB软件进行了系统的研究，从而掌握了丙类谐振式功率放大器的仿真设计方法。
2 丙类功率放大器原理2.1 设计题目、内容及要求设计题目：丙类功率放大器的设计 内容及要求：1.高频丙类功率放大器的设计2.用相关仿真软件画出电路并对电路进行分析与测试3.测量高频功率放大器的主要技术指标4.观察高频丙类功率放大器的负载特性5.研究输入信号幅度的变化对功率放大器的输入功率、输出功率、总效率的影响6.研究直流电源电压对高频丙类功率放大器工作状态的影响2.2 设计原始资料模拟电路、高频电路理论基础、EWB 软件、计算机一台2.3 实验原理利用选频网络作为负载回路的功率放大器称为谐振放大器。
如:图 1 谐振高频功率放大器原理图所示。
它是无线发射机中的重要组成部件。
根据放大器电流导通角C θ的范围可以分为甲类、乙类、丙类等不同类型的功率放大器。
谐振功放工作原理
解：
C
1 2
1 ( 0 (
) )
Ucm VCC
1 2
g1 (
)
1 2
1.75 0.9
79%
n()
0.6 g1()
0.5 0.4 2.0
g1 ()
0.3
1 () 0 ()
0.21.0
2()
0.1
0
20
40
3()
60 80 100 120 140 160 180
°
EXIT
高频电子线路
3.1 谐振功率放大器的工作原理
Ucm cos t
uCE VCC uc
VCC Ucm icCos t
+
ui –
iB
+
+
uBE
uCE
–
C
+ –– +
+
Luc
RL
–
VBB
VCC
iBmax
O iC
iCmax
O
uCE VCC
t
ICti0c1 ic2 uc
O
t
谐振功放电流、电压波形
EXIT
高频电子线路
3.1 谐振功率放大器的工作原理
°
称为波形系数
EXIT
高频电子线路
3.1 谐振功率放大器的工作原理
3.1.2 输出功率与效率
Po
1 2
I c1mU cm
1 2
I
2 c1
mRp
U
2 cm
/
2Rp
PD IC0VCC
C
Po PD
1 2
I c1m I C0
Ucm VCC
丙类谐振功放的特性分析
噪声和干扰
可能是由于电源纹波、电磁干扰等原 因引起，可以通过增加电源滤波、优 化电路布局和屏蔽措施解决。
05
CATALOGUE
丙类谐振功放的发展趋势与展望
技术创新与改进
高效能设计
通过改进电路设计和元件优化，提高丙类谐振功放的 效率，降低能耗。
宽频带技术
研究和发展宽频带丙类谐振功放，以满足不同频段的 应用需求。
偏置调整
调整功放的直流偏置，以保持 稳定的放大状态。
温度补偿
在某些情况下，可能需要考虑 温度对功放性能的影响，并进
行相应的补偿。
优化技巧与注意事项
匹配网络设计
合理设计输入和输出匹配网络，以减小信号 反射和失真。
电源滤波
对电源进行滤波处理，减小电源纹波对功放 性能的影响。
散热设计
优化散热结构，降低功放内部温度，提高稳 定性。
丙类谐振功放的特 性分析
目 录
• 丙类谐振功放概述 • 丙类谐振功放的性能指标 • 丙类谐振功放的电路设计 • 丙类谐振功放的调试与优化 • 丙类谐振功放的发展趋势与展望
01
CATALOGUE
丙类谐振功放概述
定义与工作原理
定义
丙类谐振功放是一种基于晶体管的放大器，通过将输入信号的电压或电流进行 线性放大，实现信号的功率放大。
谐振频率
谐振网络的作用是产生谐振，以使功放 管工作在丙类状态。因此，谐振网络的 谐振频率应与功放管的截止频率一致。
VS
品质因数
品质因数反映了谐振网络的性能，品质因 数越高，谐振网络的性能越好。在设计时 ，应选择适当的元件参数以获得较高的品 质因数。
电源与偏置电路
电源
电源的作用是为功放管提供直流偏置电压和 推动电流。在设计时，应选择适当的电源电 压和电流以满足功放管的工作需求。
丙类功率放大器
丙类功率放大器图1 谐振功率放大器原理电路 1 丙类功率放大器原理利用选频网络作为负载回路的功率放大器称为谐振功率放大器。
如图１所示。
它是无线电发射机中的重要组成部分。
根据放大器电流导通角c θ的范围可以分为甲类、乙类、丙类等不同类型的功率放大器。
电流导通角c θ愈小，放大器的效率η愈高。
如甲类功放的?=180c θ，效率η最高也可达到50%，而丙类功放的?<90c θ，效率η也可达到80%。
甲类功率放大适合作为中间级或输出功率较小的末级功率放大器。
丙类功率放大器通常作为末级功率功放以获得较大的输出功率和较高的效率。
本实验所使用的电路为丙类谐振功率放大器，实验所研究的是丙类功率放大器的工作原理及基本特性。
1.1丙类谐振功率放大器的功率与效率功率放大器是依靠激励信号对放大管电流的控制，起到集电极电源的直流功率变换成负载回路的交流功率的作用。
在同样的直流功率的条件下，转换的效率越高，输出的交流功率越大。
1.1.1集电极电源cc V 提供的直流功率cc cc I V P ==式中0c I 为余弦脉冲的直流分量。
)(00c cm c I I θα=式中，cm I 为余弦脉冲的最大值；)(0c θα为余弦脉冲的直流分解系数。
式中，bz U 为晶体管的导通电压；bb U 为晶体管的基极偏置；bm U 为功率放大器的激励电压振幅。
1.1.2集电极输出基波功率式中，cm U 为集电极输出电压振幅；m c I 1为余弦电流脉冲的基波分量；p R 为谐振电阻。
bmbbbz c U V U -=arccosθpcm P m c m c o R U R I I U P cm 2211212121===u CCU BB U)(11c cm m c I I θα= p m c cm R I U 1=1.1.3集电极效率c η式中, 为集电极电压利用系数；)(1c θα为余弦脉冲的基波分解系数。
功率放大器的设计原则是在高效率下取得较大的输出功率。
毕业设计（论文）-丙类谐振功率放大器设计.doc
摘要利用选频网络作为负载回路的功率放大器称为谐振功率放大器，这是无线电发射机中的重要组成部分。
根据放大器电流导通角θ的范围可分为甲类、乙类、丙类及丁类等不同类型的功率放大器。
电流导通角θ愈小，放大器的效率η愈高。
如甲类功放的θ=180，效率η最高也只能达到50%，而丙类功放的θ< 90º，效率η可达到80%，甲类功率放大器适合作为中间级或输出功率较小的末级功率放大器。
丙类功率放大器通常作为末级功放以获得较大的输出功率和较高的效率。
关键词：丙类谐振功率放大器；谐振功率放大器；高频放大器目录引言 (2)1 谐振功率放大器 (3)1.1定时系统 (3)1.1.1 举例 (3)1.1.2 定时器的结构 (5)1.1.3 TMOD (6)1.2 引脚工作原理 (7)1.2.1 P1端口的结构和工作原理 (7)1.2.3 P3端口的结构和工作原理 (9) (9)2 电路设计与制作电路板 (11)2.1 电路设计 (12)2.1.1电路原理图 (12)2.2.1 画PCB图 (12)2.2.2 制作电路板 (14)3 系统软件设计 (14)4 电路的调试 (27)4．1 显示日期和时间 (27)4.2 闹铃功能 (27)5 结论 (27)谢辞 (28)参考文献 (29)引言本论文是丙类谐振功率放大器的一个应用实例。
并简要的介绍了丙类谐振功率放大器的工作原理。
动态特性和电路组成。
在通信系统中，高频功率放大电路作为发射机的重要组成部分，用于对高频已调波信号进行功率放大，然后经天线将其辐射到空间，所以要求输出功率很大。
功率放大电路是一种能量转换电路，即将直流电源能量转换为输出信号能量，同时必然有一部分能量损耗。
从节省能量的角度考虑，效率显得更加重要。
因此，高频功放常采用效率较高的丙类工作状态。
同时，为了滤除丙类工作是产生的众多高次谐波分量，常采用LC谐振回路作为选频网络，故称为丙类谐振功率放大电路。
丙类谐振功率放大电路(精)
丙类谐振功率放大电路3.1 概述3.2 丙类谐振功率放大与低频功率放大电路一样, 输出功率,效率和非线性失真同样是高频功率放大电路的三个最主要的技术指标.不言而喻, 安全工作仍然是首先必须考虑的问题.在通信系统中, 高频功率放大电路作为发射机的重要组成部分, 用于对高频已调波信号进行功率放大, 然后经天线将其辐射到空间, 所以要求输出功率很大.输出功率大, 从节省能量的角度考虑, 效率更加显得重要.因此, 高频功放常采用效率较高的丙类工作状态, 即晶体管集电极电流导通时间小于输入信号半个周期的工作状态. 同时, 为了滤除丙类工作时产生的众多高次谐波分量, 采用LC谐振回路作为选频网络, 故称为丙类谐振功率放大电路.显然,谐振功放属于窄带功放电路.对于工作频带要求较宽, 或要求经常迅速更换选频网络中心频率的情况, 可采用宽带功率放大电路.宽带功放工作在甲类状态, 利用传输线变压器等作为匹配网络, 并且可以采用功率合成技术来增大输出功率.本章着重讨论丙类谐振功放的工作原理,动态特性和电路组成, 对于甲类和乙类谐振功放的性能指标也作了适当介绍, 接着再讨论高频宽带功率放大电路, 最后给出了集成高频功率放大电路的一些实例.3.2丙类谐振功率放大电路3.2.1 工作原理图3.2.1是谐振功率放大电路原理图.假定输入信号是单频正弦波, 输出回路调谐在输入信号的相同频率上. 根据基尔霍夫电压定律, 可得到以下表达式:uBE=VBB+ub=VBB+Ubmcosωt (3.2.1)uCE=VCC+uc=VCC-Ic1mR∑cosωt=VCC-Ucmcosωt (3.2.2)其中ub和uc分别是输入信号和输出信号,R∑是回路等效总 PD=VCCIC0 (3.2.3)Po= Ic1mUcm=η=PC=PD-Po从公式(3.2.1)～(3.2.5)可知, 如果要增大输出功率, 在回路等效总电阻不变的情况下, 需增大Ic1m, 当器件确定时, 就是要增大输入信号振幅Ubm;如果要提高效率, 需增大Ic1m或减小IC0(减小IC0即减小集电极功耗, 通过降低静态工作点可以实现).所以, 增大输入信号振幅和降低静态工作点是实现大功率高效率的两条重要途径.图3.2.2是三种不同静态工作点情况时晶体管转移特性分析.其中QA,QB和QC分别是甲类,乙类和丙类工作时的静态工作点.在甲类工作状态时, 为保证不失真, 必须满足Ic1m≤I C0, 又Ucm≤VCC(忽略晶体管饱和压降), 所以由公式(3.2.5)可知, 最高效率为50%.在乙类工作状态时, 集电极电流是在半个周期内导通的尖顶余弦脉冲, 可以用傅氏级数展开为:iC=IC0+Ic1mcos 2ω0t+Ic2mcos2ω0t+…=其中ICm是尖顶余弦脉冲的高度, 即集电极电流最大值.由此可求得在Ucm=VCC时的最高效率η=在图3.2.2中, 随着基极偏置电压VBB逐渐左移, 静态工作点逐渐降低, 晶体管的工作状态由甲类,乙类而进入丙类.由刚才的分析可知, 乙类的效率确实高于甲类.功率放大电路是大信号工作, 而在大信号工作时必须考虑晶体管的非线性特性, 这样将使分析比较复杂.为简化分析, 可以将晶体管特性曲线理想化, 即用一条或几条直线组成折线来代替, 称为折线近似分析法.图3.2.3是将晶体管转移特性折线化, 由此来分析丙类工作状态的有关参数.图 3.2.3 丙类状态转移特性分析由图3.2.3可以得到集电极电流iC的分段表达式:iC=g(uBE-Uon) uBE≥Uon0 uBE如果将输入信号在一个周期内的导通情况用对应的导通角度2θ来表示, 则称θ为导通角.可见, 0°≤θ≤180°.在放大区, 将式(3.2.1)代入式(3.2.6), 可以得到:iC=g(VBB+Ubmcosωt-Uon)当ωt=θ时, iC=0, 由式(3.2.7)可求得:θ=arccos (3.2.8)当ωt=0时, iC=ICm, 由式(3.2.7)和(3.2.8)可求得:gUbm=ICm/(1-cosθ) (3.2.9)所以, 式(3.2.7)可写成:iC=gUbm从集电极电流iC的表达式可以看出, 这是一个周期性的尖顶余弦脉冲函数, 因此可以用傅里叶级数展开, 即iC=IC0+Ic1mcosωt+Ic2mcos 2ωt+…+Icnmcos nωt+….由于iC是ICm和θ的函数, 所以它的各次谐波的振幅也是ICm和θ的函数, 若ICm固定, 则只是θ的函数, 通常表示为:IC0=ICmα0(θ), Ic1m=ICmα1(θ), Ic2m=ICmα2(θ), … (3.2.11) 其中α0(θ), α1(θ), α2(θ), …被称为尖顶余弦脉冲的分解系数.图3.2.4给出了θ在0°～180°范围内的分解系数曲线和波形系数曲线.波形系数g1(θ)=若定义集电极电压利用系数ξ=UcmVCC, 可以得到集电极效率和输出功率的另一种表达式:由图3.2.4可以看出, α1(90°)=α1(180°)=0.5, 这两种情况分别对应于乙类和甲类工作状态, 均比丙类(θ分析式(3.2.12), (3.2.13)可知, 增大ξ和g1的值是提高效率的两个措施, 增大α1是增大输出功率的措施.然而图3.2.4告诉我们, 增大g1与增大α1是互相矛盾的.导通角θ越小, g1越大, 效率越高, 但α1却越小, 输出功率也就越小.所以要兼顾效率和输出功率两个方面, 选取合适的导通角θ.若取θ=70°, 此时的集电极效率可达到85.9%, 而θ=120°时的集电极效率仅为64%左右.因此, 一般以70°作为最佳导通角, 可以兼顾效率和输出功率两个重要指标.例3.1在图3.2.3中, 若Uon=0.6 V, g=10mA/V, ICm=20mA, 又VCC=12V, 求当θ分别为180°, 90°和60°时的输出功率和相应的基极偏压VBB, 以及θ为60°时的集电极效率.(忽略集电极饱和压降)解: 由图3.2.4可知:α0(60°)=0.22,α1(180°)=α1(90°)=0.5, α1(60°)=0.38因为 Ucm=VCC=12V所以, 当甲类工作时(θ=180°), 根据式(3.2.11), (3.2.4),Ic1m=0.5×20=10mA,Po= ×10×12=60 mWVBB=0.6+ =1.6 V当乙类工作时(θ=90°),Ic1m=0.5×20=10mA, Po= ×10×12=60mWVBB=0.6V当丙类工作时(θ=90°),Ic1m=0.38×20=7.6mA,Po= ×7.6×12=45.6mWIC0=0.22×20=4.4mA, η= ×由式(3.2.9)可知:Ubm=所以由式(3.2.8)可求得:VBB=Uon-Ubmcosθ=Uon-=0.6- =-1 4 V2.2性能分析若丙类谐振功放的输入是振幅为Ubm的单频余弦信号, 那么输出单频余弦信号的振幅Ucm与Ubm有什么关系 Ucm的大小受哪些参数影响式(3.2.1), (3.2.2)和(3.2.6)分别给出了谐振功放输入回路, 输出回路和晶体管转移特性的表达式.由这些公式可以看出, 当晶体管确定以后, Ucm的大小与VBB,VCC,R∑和Ubm四个参数有关.利用图3.2.5所示折线化转移特性和输出特性曲线, 借助以上三个表达式, 我们来分析以上两个问题.在分析之前, 让我们先确定动态线的情况.在输出特性图中, 表示输出电压uCE随集电极电流iC变化的轨迹线称为动态线, 又称为交流负载线.由于谐振功放的负载是选频网络, 故输出交流电压uc必然是一个完整的余弦信号.由图3.2.5可以看到, 截止区和饱和区内的动态线分别和输出特性中截止线和临界饱和线重合(其中临界饱和线斜率为gcr), 而放大区内的动态线是一条其延长线经过Q点的负斜率线段AB. 放大区内动态线AB的表达式可用以下步骤求出.由式(3.2.1)和(3.2.2)可写出:代入式(3.2.6), 经过整理可得到动态线表达式:iC=-gd(uCE-V0)其中由图(3.2.5)可以写出斜率值gd的另一种形式:gd=因为Ic1m=ICmα1(θ), R∑=所以Rd= (3.2.14)1 负载特性若VBB,VCC和Ubm三个参数固定, R∑发生变化, 动态线,Ucm以及Po,η等性能指标会有什么变化呢这就是谐振功放的负载特性.由图3.2.6可知, VBB和VCC固定意味着Q点固定, Ubm固定进一步意味着θ也固定.根据式(3.2.14), 放大区动态线斜率将仅随R∑而变化.图中给出了三种不同斜率情况下的动态线.动态线A1B1的斜率最大,即对应的负载R∑最小, 相应的输出电压振幅Ucm1也最小, 晶体管工作在放大区和截止区.图 3.2.6 三种不同斜率情况下的动态线及波形分析动态线A2B2的斜率较小,与特性曲线相交于饱和区和放大区的交点处(此点称为临界点), 相应的输出电压振幅Ucm2增大, 晶体管工作在临界点,放大区和截止区.动态线A3B3的斜率最小, 即对应的负载R∑最大, 相应的输出电压振幅Ucm3比Ucm2略为增大, 晶体管工作在饱和区, 放大区和截止区.根据输出电压振幅大小的不同, 这三种工作状态分别称为欠压状态,临界状态和过压状态, 而放大区和饱和区又可分别称为欠压区和过压区.注意, 在过压状态时, iC波形的顶部发生凹陷, 这是由于进入过压区后转移特性为负斜率而产生的.图3.2.7 给出了负载特性曲线.参照图3.2.6和式(3.2.3)～(3.2.5), 对于图3.2.7中各参数曲线随R∑变化的规律将很容易理解.由图3.2.7可以看到, 随着R∑的逐渐增大, 动态线的斜率逐渐减小, 由欠压状态进入临界状态, 再进入过压状态.在临界状态时, 输出功率Po最大, 集电极效率η接近最大, 所以是最佳工作状态.2 放大特性若VBB,VCC,R∑三个参数固定, 输入Ubm变化, 此时输出Ucm以及Po,η等性能指标随之变化的规律被称为放大特性.图3.2.8是利用折线化转移特性分析丙类工作时iC波形随Ubm变化的关系, 并给出了Ucm,Ic1m和Ic0与Ubm的关系曲线. 由于Ubm的变化将导致θ的变化, 从而使输出特性欠压区内动态线的斜率发生变化, 所以利用输出特性分析放大特性不方便. 由图3.2.8可以看到, 在欠压状态时, Ucm随Ubm增大而增大, 但不成线性关系, 因为θ也会随之增大, 使iC脉冲的宽度和高度都随之增大.仅当处于甲类或乙类工作状态时, θ固定为180°或90°, 不会随Ubm的变化而变化, 此时Ucm与Ubm才成正比关系.在过压状态, 随着Ubm增加, Ucm几乎保持不变.3调制特性(1) 基极调制特性.参照图3.2.6和式(3.2.3)～(3.2.5), 对于图3.2.7中各参数曲线随R∑变化的规律将很容易理解.由图3.2.7可以看到, 随着R∑的逐渐增大, 动态线的斜率逐渐减小, 由欠压状态进入临界状态, 再进入过压状态. 在临界状态时, 输出功率Po最大, 集电极效率η接近最大, 所以是最佳工作状态.2 放大特性若VBB,VCC,R∑三个参数固定, 输入Ubm变化, 此时输出Ucm以及Po,η等性能指标随之变化的规律被称为放大特性.若VCC,R∑和Ubm固定, 输出电压振幅Ucm随基极偏压VBB变化的规律被称为基极调制特性. 由于VBB和ub是以串联迭加方式处于功放的输入回路, 所以VBB的变化与ub的振幅Ubm的变化对输出电流iC和输出电压振幅Ucm的影响是类似的, 可以将图3.2.9和图3.2.8(b)进行对照分析.基极调制的目的是使Ucm随VBB的变化规律而变化, 所以功放应工作在欠压状态, 才能使VBB对Ucm有 (2) 集电极调制特性.若VBB,R∑和Ubm固定, 输出电压振幅Ucm随集电极电压VCC变化的规律被称为集电极调制特性.图3.2.8是利用折线化转移特性分析丙类工作时iC波形随bm变化的关系, 并给出了Ucm,Ic1m和Ic0与Ubm的关系曲线. 由于Ubm的变化将导致θ的变化, 从而使输出特性欠压区内动态线的斜率发生变化, 所以利用输出特性分析放大特性不方便.由图3.2.8可以看到, 在欠压状态时, Ucm随Ubm增大而增大, 但不成线性关系, 因为θ也会随之增大, 使iC脉冲的宽度和高度都随之增大. 仅当处于甲类或乙类工作状态时, θ固定为180°或90°, 不会随Ubm的变化而变化,此时Ucm与Ubm才成正比关系.在过压状态, 随着Ubm增加, Ucm几乎保持不变.3调制特性(1) 基极调制特性.若VCC,R∑和Ubm固定, 输出电压振幅Ucm随基极偏压VBB变化的规律被称为基极调制特性.由于VBB和ub是以串联迭加方式处于功放的输入回路, 所以VBB的变化与ub的振幅Ubm的变化对输出电流iC和输出电压振幅Ucm的影响是类似的, 可以将图3.2.9和图3.2.8(b)进行对照分析.基极调制的目的是使Ucm随VBB的变化规律而变化, 所以功放应工作在欠压状态, 才能使VBB对Ucm有控制作用.(2) 集电极调制特性.若VBB, R∑和Ubm固定, 输出电压振幅Ucm随集电极电压VCC变化的规律被称为集电极调制特性.由图3.2.10(a)可以看到, VCC的变化使得静态工作点左右平移, 从而使欠压区内的动态线左右平移, 动态线的斜率不变. 由图 3.2.10(b)可以看到, 在欠压状态时, 当VCC改变时, Ucm几乎不变. 在过压状态时, Ucm随VCC而单调变化.所以, 此时功放应工作在过压状态, 才能使VCC时对Ucm有控制作用, 即振幅调制作用.4 小结根据以上对丙类谐振功放的性能分析, 可得出以下几点结论:(1) 若对等幅信号进行功率放大, 应使功放工作在临界状态, 此时输出功率最大, 效率也接近最大.比如对第7章将介绍的调频信号进行功率放大.(2) 若对非等幅信号进行功率放大, 应使功放工作在欠压状态, 但线性较差.若采用甲类或乙类工作, 则线性较好.比如对第6章将介绍的调幅信号进行功率放大.(3) 丙类谐振功放在进行功率放大的同时, 也可进行振幅调制.若调制信号加在基极偏压上, 功放应工作在欠压状态; 若调制信号加在集电极电压上, 功放应工作在过压状态.(4) 回路等效总电阻R∑直接影响功放在欠压区内的动态线斜率, 对功放的各项性能指标关系很大, 在分析和设计功放时应重视负载特性.例3.2某高频功放工作在临界状态, 已知VCC=18V, gcr=0.6 A/V, θ=60°, R∑=100Ω, 求输出功率Po,直流功率PD和集电极效率η.解: 由式(3.2.14)可求得:Rd=α1(60°)(1-cos 60°)×100=19 Ω所以 gd=由图3.2.6可以写出以下关系式:ICm=gcr(VCC-Ucm)=gdUcm(1-cos θ)故 Ucm=gc所以ICm=3.2.3直流馈电线路与匹配网络1. 直流馈电线路在高频功放的输入回路和输出回路应分别加上合适的直流偏压, 有关的直流馈电线路可分为串联馈电和并联馈电两种基本电路形式.前者是指晶体管,直流电源和回路三部分串联, 后者是指这三部分并联.但无论哪种电路形式, 直流偏压与交流电压总是串联迭加的, 假定交流电压是单频信号, 即满足uBE=VBB+Ubmcosωt, uCE=VCC-Ucmcosωt的关系式.(1) 集电极馈电线路.图3.2.11给出了集电极馈电线路的两种基本形式.由于集电极电流是脉冲形状, 包括直流,基频及各次谐波分量, 所以集电极馈电线路除了应有效地将直流电压加在晶体管的集电极与发射极之间外, 还应使基频分量流过负载回路产生输出功率, 同时有效地滤除高次谐波分量. 图中的高频扼流圈Lc和高频短路串联馈电方式的优点是Lc和Cc处于高频地电位, 它们对地的分布电容不会影响回路的谐振频率, 缺点是电容器C的动片不能直接接地, 安装调整不方便.而并联馈电方式的优缺点正好相反.由于Lc和Cc1不处于高频地电位, 它们对地的分布电容直接影响回路的谐振频率, 但回路处于直流地电位, L,C元件可接地, 故安装调整方便.(2) 基极馈电线路.基极馈电也有串馈与并馈两种形式, 但对于丙类谐振功放, 通常采用自给偏压方式.图3.2.12给出了几种基极馈电线路, 均为自给偏压形式. 在无输入信号时, 自给偏压电路的偏置为零. 随着输入信号的逐渐增大, 加在晶体管be结之间的偏置电压向负值方向增大.由此可见, 乙类功放不能采用自给偏压方式.2 匹配网络为了使谐振功放的输入端能够从信号源或前级功放得到有效的功率, 输出端能够向负载输出不失真的最大功率或满足后级功放的要求,在谐振功放的输入和输出端必须加上匹配网络.2 匹配网络为了使谐振功放的输入端能够从信号源或前级功放得到有效的功率, 输出端能够向负载输出不失真的最大功率或满足后级功放的要求, 在谐振功放的输入和输出端必须加上匹配网络. 匹配网络的作用是在所要求的信号频带内进行有效的阻抗变换(根据实际需要使功放工作在临界点, 过压区或欠压区), 并充分滤除无用的杂散信号. 第1章已介绍了几种基本LC选频匹配网络, 具体应用时为了产生良好的选频匹配效果, 常采用多节匹配网络级联的方式.例3.3 分析图例3.3所示工作频率为175 MHz的两级谐振功率放大电路的组成及元器件参数.解: 两级功放的输入馈电方式均为自给负偏压, 输出馈电方式均为并馈.此电路输入功率Pi=1W, 输出功率Po=12W, 信号源阻抗Rs=50 Ω, 负载RL=50Ω.其中第一级输出功率Po1=4W, 电源电压VCC=135 V.两级功放管分别采用3DA21A和3DA22A, 均工作在临界状态, 饱和压降分别为1V和15V.各项指标满足安全工作条件. 可以计算出各级回路等效总阻抗分别应该为:由于3DA21A和3DA22A的输入阻抗分别为R2=7 Ω和R4=5Ω, 故Rs≠R2,R1≠R4, R2≠RL, 即不满足匹配条件, 所以在信号源与第一级放大器之间,第一级放大器与第二级放大器之间分别加入T型选频匹配网络(C1,C2,L1和C3,C4,L2), 在第二级放大器与负载之间加入倒L型选频匹配网络(C5,L3,C6). 三个选频匹配网络的输入阻抗分别是R1,R3和R5.匹配网络中各电感与电容的值可根据相应的公式计算得出. 由于晶体管参数的分散性和分布参数的影响, C1～C6均采用可变电容器, 其最大容量应为计算值的2～3倍.通过实验调整, 最后确定匹配网络元件的精确值.电路中四个高扼圈的电感量为0.1μH～0.2 μH, 其中两个作为基极直流偏置的组成元件, 另外两个在集电极并馈电路中对iC中的高次谐波分量起阻挡作用, 并为集电极直流电源提供通路.高频旁路电容C7和C9的值均为0.05μF, 穿心电容C8和C10为1500pF, 它们使高次谐波分量短路接地.一般来说, 在400MHz以下的甚高频(VHF)段, 匹配网络通常采用第1章介绍的集总参数LC元件组成, 而在400 MHz以上的超高频(UHF)段, 则需使用分布参数的微带线组成匹配网络, 或使用微带线和LC元件混合组成.一般来说, 在400MHz以下的甚高频(VHF)段, 匹配网络通常采用第1章介绍的集总参数LC元件组成, 而在400MHz以上的超高频(UHF)段, 则需使用分布参数的微带线组成匹配网络, 或使用微带线和LC元件混合组成.微带线又称微带传输线, 是用介质材料把单根带状导体与接地金属板隔离而构成, 图3.2.13给出了结构示意图.微带线的电性能, 如特性阻抗,带内波长,损耗和功率容量等, 与绝缘基板的介电系数,基板厚度H和带状导体宽度W有关.实际使用时, 微带线是采用双面敷铜板, 在上面作出各种图形, 构成电感,电容等各种微带元件, 从而组成谐振电路, 滤波器以及阻抗变换器等.3.3 宽带高频功率放大电路与功率合成电路宽带高频功率放大电路采用非调谐宽带网络作为匹配网络, 能在很宽的频带范围内获得线性放大.常用的宽带匹配网络是传输线变压器, 它可使功放的最高频率扩展到几百兆赫甚至上千兆赫, 并能同时覆盖几个倍频程的频带宽度. 由于无选频滤波性能, 故宽带高频功放只能工作在非线性失真较小的甲类或乙类状态, 效率较低.所以, 宽带高频功放是以牺牲效率来换取工作频带的加宽.3.3.1传输线变压器1宽频带特性普通变压器上,下限频率的扩展方法是相互制约的.为了扩展下限频率, 就需要增大初级线圈电感量, 使其在低频段也能取得较大的输入阻抗, 如采用高导磁率的高频磁芯和增加初级线圈的匝数, 但这样做将使变压器的漏感和分布电容增大, 降低了上限频率;为了扩展上限频率, 就需要减小漏感和分布电容, 减小高频功耗, 如采用低导磁率的高频磁芯和减少线圈的匝数, 但这样做又会使下限频率提高.传输线变压器是基于传输线原理和变压器原理二者相结合而产生的一种耦合元件.它是将传输线(双绞线,带状线或同轴线等)绕在高导磁率的高频磁芯上构成的, 以传输线方式与变压器方式同时进行能量传输.利用图3.3.1所示一种简单的1:1传输线变压器, 可以说明这种特殊变压器能同时扩展上,下限频率的原理.在图3.3.1中, (a)图是结构示意图, (b)图和(c)图分别是传输线方式和变压器方式的工作原理图, (d)图是用分布电感和分布电容表示的传输线分布参数等效电路.在以传输线方式工作时, 信号从①, ③端输入, ②, ④端输出.如果信号的波长与传输线的长度可以相比拟, 两根导线固有的分布电感和相互间的分布电容就构成了传输线的分布参数等效电路.若传输线是无损耗的, 则传输线的特性阻抗Z c=其中ΔL,ΔC分别是单位线长的分布电感和分布电容. 当Zc与负载电阻RL 相等, 则称为传输线终端匹配.在此无耗, 匹配情况下, 若传输线长度l与工作波长λ相比足够小(l在以变压器方式工作时, 信号从①,②端输入, ③,④端输出.由于输入,输出线圈长度相同, 从图(c)可见, 这是一个1:1的反相变压器.当工作在低频段时, 由于信号波长远大于传输线长度, 分布参数很小, 可以忽略, 故变压器方式起主要作用.由于磁芯的导磁率高, 所以虽传输线较短也能获得足够大的初级电感量, 保证了传输线变压器的低频特性较好.当工作在高频段时, 传输线方式起主要作用, 在无耗匹配的情况下, 上限频率将不受漏感, 分布电容, 高导磁率磁芯的限制. 而在实际情况下, 虽然要做到严格无耗和匹配是很困难的, 但上限频率仍可以达到很高.由以上分析可以看到, 传输线变压器具有良好的宽频带特性.2阻抗变换特性与普通变压器一样, 传输线变压器也可以实现阻抗变换, 但由于受结构的限制, 只能实现某些特定阻抗比的变换.图3.3.2给出了一种4:1传输线阻抗变换器的原理图.在无耗且传输线长度很短的情况下, 传输线变压器输入端与输出端电压相同, 均为 , 流过的电流均为 . 由此可得到特性阻抗Zc和输入端输入阻抗Zi分别为:Zc=Zi =所以,当负载RL为特性阻抗Zc的时, 此传输线变压器可以实现4:1的阻抗变换.故此时的终端匹配条件是RL= . 其中Zi是指①, ④端之间的等效阻抗.利用传输线变压器还可以实现其它一些特定阻抗比的阻抗变换. 注意不同阻抗比时的终端匹配条件不一样.图3.3.3给出了一个两级宽带高频功率放大电路, 其匹配网络采用了三个传输线变压器.由图可见, 两级功放都工作在甲类状态, 并采用本级直流负反馈方式展宽频带, 改善非线性失真. 三个传输线变压器均为4:1阻抗变换器. 前两个级联后作为第一级功放的输出匹配网络, 总阻抗比为16:1, 使第二级功放的低输入阻抗与第一级功放的高输出阻抗实现匹配.第三个使第二级功放的高输出阻抗与50Ω的负载电阻实现匹配.3.3.2功率合成利用多个功率放大电路同时对输入信号进行放大, 然后设法将各个功放的输出信号相加, 这样得到的总输出功率可以远远大于单个功放电路的输出功率,这就是功率合成技术.利用功率合成技术可以获得几百瓦甚至上千瓦的高频输出功率.理想的功率合成器不但应具有功率合成的功能, 还必须在其输入端使与其相接的前级各率放大器互相隔离, 即当其中某一个功率放大器损坏时, 相邻的其它功率放大器的工作状态不受影响, 仅仅是功率合成器输出总功率减小一些.图3.3.4给出了一个功率合成器原理方框图.由图可见, 采用7个功率增益为2, 最大输出功率为10 W的高频功放, 利用功率合成技术, 可以获得40W的功率输出. 其中采用了三个一分为二的功率分配器和三个二合一的功率合成器. 功率分配器的作用在于将前级功放的输出功率平分为若干份, 然后分别提供给后级若干个功放电路.利用传输线变压器可以组成各种类型的功率分配器和功率合成器, 且具有频带宽, 结构简单,插入损耗小等优点, 然后可进一步组成宽频带大功率高频功放电路.3.4 集成高频功率放大电路及应用简在VHF和UHF频段, 已经出现了一些集成高频功率放大器件.这些功放器件体积小, 可靠性高, 外接元件少, 输出功率一般在几瓦至十几瓦之间.日本三菱公司的M57704系列,美国Motorola公司的MHW系列便是其中的代表产品.表3.4.1列出了Motorola公司集成高频功率放大器MHW系列中部分型号的电特性参数.图3.4.1给出了其中一种型号的外形图.MHW系列中有些型号是专为便携式三菱公司的M57704系列高频功放是一种厚膜混合集成电路, 同样也包括多个型号, 频率范围为335 MHz～512 MHz(其中M57704H为450 MHz～470 MHz), 可用于频率调制移动通信系统.它的电特性参数为:当VCC=12.5V, Pin=0.2 W, Zo=ZL=50Ω时, 输出功率Po=13 W, 功率增益Gp=18.1dB, 效率35%～40%.图3.4.2是M57704系列功放的等效图3.4.3是TW-42超短波 1. 高频谐振功率放大电路可以工作在甲类,乙类或丙类状态.相比之下, 丙类谐振功放的输出功率虽不及甲类和乙类大, 但效率高, 节约 2. 丙类谐振功放效率高的原因在于导通角θ小, 也就是晶体管导通时间短, 集电极功耗减小.但导通角θ越小, 将导致输出功率越小. 所以选择合适的θ角, 是丙类谐振功放在兼顾效率和输出功率两个指标时的一个重要考虑.。
高频实验三---高频丙类谐振功率放大器实验报告
实验三 高频丙类谐振功率放大器实验一、 实验目的1. 进一步掌握高频丙类谐振功率放大器的工作原理。
2. 掌握丙类谐振功率放大器的调谐特性和负载特性。
3. 掌握激励电压、集电极电源电压及负载变化对放大器工作状态的影响。
4. 掌握测量丙类功放输出功率，效率的方法。
二、实验使用仪器1. 丙类谐振功率放大器实验板2. 200MH 泰克双踪示波器3. FLUKE 万用表4. 高频信号源5. 扫频仪（安泰信） 三、实验基本原理与电路 1.高频谐振功率放大器原理电路高频谐振功率放大器研究的主要问题是如何获得高效率、大功率的输出。
放大器电流导通角θ愈小，放大器的效率η愈高。
如甲类功放的θ＝180，效率η最高为50％，而丙类功放的θ＜90°，效率η可达到80％。
谐振功率放大器采用丙类功率放大器，采用选频网络作为负载回路的丙类功率放大器称为高频谐振功率放大器。
iR L高频谐振功率放大器电压和电流关系在集电极电路中，LC 振荡回路得到的高频功率为ecme m c cm m c R U R I U I P 22110212121===集电极电源E C 供给的直流输入功率为0C C E I E P =集电极效率ηC 为输出高频功率P o 与直流输入功率P E 之比，即CC cmm c E C E I U I P P 01021==η静态工作点、输入激励信号幅度、负载电阻，集电极电源电压发生变化，谐振功率放大器的工作状态将发生变化。
如图3-3所示，当C 点落在输出特性(对应u BEmax 的那条)的放大区时，为欠压状态；当C 点正好落在临界点上时，为临界状态；当C 点落在饱和区时，为过压状态。
谐振功率放大器的工作状态必须由集电极电源电压E C 、基极的直流偏置电压E B 、输入激励信号的幅度U bm 、负载电阻R e 四个参量决定，缺一不可，其中任何一个量的变化都会改变C 点所处的位置，工作状态就会相应地发生变化。
1.3 丙类谐振功率放大器
(2) 电流、电压波形
设：ui U im cost 大信号
uBE EB ui EB Uim cost
晶体管特性曲线折线化分析：
2 Po 25 I C1 0.463A U C1 0.9 24
据 的数值查表或曲线图求出各分解系数的值。
ic P30:图1.3.5；
ic icmax
cost cos 1 cos
Icm
2、输出功率与效率ຫໍສະໝຸດ (1)集电极输出功率· Po：
1 1 2 Po U C1 I C1 I C 1 RC 2 2 1 EC1 I cm 2
功率放 大器
uo
3、功率放大器的分类
(1)、甲类功放： 特点：正偏置，晶体管导通角2 θ=360°； 功放管静态功耗大，η<50%
iC/mA VCC/Rc IBQ
B
ICQ
A
Q
静态 功耗
O D E C
uCE/V
UCEQ VCC UCEQ+ICQRL'
(2) 乙类功放：
小偏置，晶体管导通角2 θ=180°, 静态时功耗很小ICQ≈0,
iC I C 0 iC1 iC 2 I C 0 I C1 cost I C 2 cos2t
ui t
(Ic0，ic1，ic2…)
iB
t LC端电压：uc iC1R
iC
I C1 cost R
t
uCE
U C1 cost 晶体管输出端电压：
实验 丙类高频谐振功率放大器
实验 丙类高频谐振功率放大器利用选频网络作为负载回路的功率放大器称为谐振功率放大器，它是无线电发射机中的重要单元电路。
根据放大器中晶体管工作状态的不同或晶体管集电极电流导通角θ的范围可分为甲类、甲乙类、乙类、丙类及丁类等不同类型的功率放大器。
电流导通角θ越小，放大器的效率η越高。
如甲类功放的θ=1800，效率η最高也只能达到50%，而丙类功放的θ<900，其效率η可达85%。
甲类功率放大器适合作为中间级或输出功率较小的末级功率放大器，丙类功率放大器通常作为末级功放以获得较大的输出功率和较高的效率。
本次实验主要研究以甲类谐振功率放大器为推动级，以丙类谐振功率放大器为末级的混合功率放大器。
一、实验目的1、熟悉丙类高频功率放大器的工作原理，初步了解工程估算的方法。
2、学习丙类高频谐振功率放大器的电路调谐及测试技术。
3、研究丙类高频谐振功率放大器的调谐特性和负载特性。
4、理解基极偏置电压、集电极电源电压、激励电压对放大器工作状态的影响。
5、了解丙类高频谐振功率放大器的设计方法。
二、实验仪器1、高频实验箱 1台2、高频信号发生器 1台3、双踪高频示波器 1台4、扫频仪 1台5、万用表 1块6、高频功率放大器实验板 1块 三、预习要求1、复习高频谐振功率的工作原理及四种特性。
2、分析实验电路，理解各元件的作用及各组成部分的工作原理。
四、实验内容1、电路调谐及调整(调谐技术)。
2、静态测试(测试静态工作点)。
3、动态测试(研究负载特性)。
五、实验原理实验电路如图2-1所示，它是由两级小信号谐振放大器组成的推动级和末级丙类谐振功率放大器构成，其中VT1和VT2组成甲类功率放大器，晶体管VT3组成丙类谐振功率放大器，这两类功率放大器的应用十分广泛，下面简要介绍它们的工作原理及基本计算方法。
(一)、甲类功率放大器 1、静态工作点如图2-1所示，晶体管VT1组成甲类功率放大器，工作在线性放大状态。
其中R 1和R 2为基极偏置电阻；R 5为直流负反馈电阻；它们共同组成分压式偏置电路以稳定放大器的静态工作点。
丙类功率放大器的设计
前言高频谐振放大器广泛应用于通信系统和其他电子系统中，如在接受设备中，从天线上感应的信号是非常微弱的，要靠高频小信号放大器来完成；在发射设备中，为了有效地使信号通过信道传送到接收端，需要根据传送距离等因素来确定发射设备地发射功率，这就要用高频谐振功率放大器将信号放大到所需地发射功率。
高频功率放大器的主要功用使发射高频信号，并且一高效输出大功率为目的。
发射机中的振荡器产生的信号功率很小，需要经过多级高频放大器才能获得足够的功率，送到天线辐射出去。
已知能量是不能放大的，高频信号的功率放大，实质是在输入高频信号的控制下将电源直流功率转换成高频功率，因此除要求高频功率放大器产生符合要求的高频功率外，还应要求具有尽可能的转换效率。
低频功率放大器可以工作在甲类状态，也可以工作在乙类状态，或甲乙类状态乙类状态要比甲类状态效率高。
为了提高效率，高频功率放大器多工作在丙类状态。
为了进一步提高高频功率放大器的效率，近年来又出现了D类、E类、S类高频功率放大器；还有利用特殊电路技术来提高效率的F类、G类、H类高频功率放大器。
本次课程设计主要是针对一些已知数据设计一个丙类高频功率放大器。
1.丙类功率放大器的原理利用选频网络作为负载回路的功率放大器为谐振功率放大器。
如图1所示。
它是无线电发射机中的重要组成不见。
根据放大器的导通角θ的范围可以分为甲类、乙类、丙类等不同类型的放大器。
导通角θ越小放大器的效率η越高。
如甲类功放的θ= 180，效率最高也只能达到50%，而丙类功放的θ< 90，效率可达到80%。
甲类功率放大器适合作为中间级多输出功率较小的初级功率放大器。
丙类功率放大器常作为墨迹功放以获得较大的输出功率和较高的效率。
本实验所使用的电路为谐振功率放大器，实验所研究的是丙类功率放大器的工作原理机基本特征，具体原理图如图1所示：1.1 丙类谐振功率放大器的功率与效率1.1.1 功率关系：功率放大器的作用原理是利用输入到基极的信号来控制集电极的直流电源所供给的直流电源所供给的直流功率P 0，实质一部分转换为交流信号功率P 1输出去，一部分功率以热能的形式损耗在集电极上，成为集电极耗散功率P c 。
丙类谐振功放的工作原理及特性分析汇总PPT课件
完成以下功能：
＊选频滤波 ＊阻抗匹配
由于RL比较大，所以，谐振回路的品质因数比较小； 但不影响谐振回路对谐波成分的抑制作用。
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仿真1 仿真2
13
uBE
uBE(on)
uim
t
–VBB
iB
t iC
uc Ucm
Ucm
t
VCC t
高频功率放大器中各分电压与电流的关系
iB
+
L+
输入端： uBE VBB Uim cost +
+ uBE
uCE
–
C
uc
ui –
RL –
输出端： uCE VCC Ucm cost
+ VBB –
– VCC +
其中： uc UCm cost
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动态特征曲线的画法：
ic
(1) 作 A 点:
A
•
令 t 0 o
A
:
ube uce
1 1( ) Ucm 2 0( ) VCC
1 2
g1 (
)
若ξ=1时，
c
1 2
g1( )
n()
0.6
g1()
θ值越小，g1(θ)值越大，效 率越高。
0.5 2.0
0.4
0.3 1.0
0.2
g1 ()
1 () 0 () 2()
0.1
3()
0 20 40 60 80 100 120 140 160 180 °
式中： Ico为直流电流分量 iC1为基波分量； iC1=Icm1COSωct iC2为二次谐波分量；iC2=Icm2COS2ωct
丙类功率放大器的特点
• V1、V2各饱和导通半 周，尽管导通电流很大， 但相应的管压降很小， 这样每管的管耗就很小， 放大器的效率也很高。
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2.7 宽带高频功率放大器简介
1.传输线变压器工作原理
传输线变压器的工作方式是传输线原理与变压器 原理的结合，其主要特点是工作频带极宽。 如图1:1传输线变压器：
2.2 丙类谐振功放的工作原理
2.工作原理
设输入ui为一余弦信号: u i Uimcost
则三极管的发射结电压：u BE VBBui VBB Uimcots
因为管子只在小半周期内导通，因而iB为脉冲电流。 放大后的iC也为脉冲电流。根据傅氏级数展开得：
iC I c 0 I c1 cm t o I cs 2 cm 2 o t s I cn cm n o t s
电电路和匹配网络等。
✓ 5.倍频器按其工作原理可分为丙类倍频器和参量倍频 器。
✓ 6.传输线变压器是以传输线原理和变压器原理相结合 的方式工作，因此具有良好的宽频带传输特性。
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RP变化对集电极余弦脉冲的影响
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2.3 丙类谐振功放的性能分析
4.调制特性——集电极调制特性
指VBB、Uim、 RP固 定，VCC变化对放 大器性能的影响。
特点：随着VCC增 大，先后经历： 过压→临界→欠压 且θ不变。
作为集电极调制 时应工作于过压区
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2.7 宽带高频功率放大器简介
2.传输线变压器的应用
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功率合成与分配应用举例：
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本章小结：