信道估计 PPT
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信道估计
CRS用于小区内所有服务UE的物理下行数据和控制信息解调，是LTE/LTE A最普遍 的参考信号。
MBSFN RS用于多播单频网的广播信号解调。
UE-specific RS 又称为DM-RS，用于UE的PDSCH解调。
由于LTE中每一个下行天线端口传输一个参考信号，小区内所有UE都要使用小区参考信 号，小区专用参考信号需要覆盖整个带宽，因此，重点说小区参考信号。
，
导频处的信道估计（LS）
ˆ X 1Y Y1 , H p p p X1 Y , P XP
T
数据处的信道估计（LMMSE）
HMMSE RHH (RHH 2 ( XX H )1 )1 H p
2
为噪声方差
RHH 表示信道的自相关矩阵
2 1 ˆ ˆ H Rhp Rpp I H p
Rhp
R pp
ˆ H p
为数据子载波和导频子载波的相关系数 为导频子载波处的相关系数 为导频子载波处的信道响应
信道估计用MMSE算法又称为维 纳滤波
维纳滤波
求解使得
J E{ Hdata Hdata }
2
为最小的滤波器系数。
data处信道的估计为：
H data (l , k )
( l ', k ')P
1 1 j 2 rms k / Ts
rms 为RMS多径时延（功率衰减到最大功率1/e
处的时间）
下行物理信道
PDSCH:
承载下行用户数据，也可用于传送系统控制消息和寻呼消息 广播系统信息(cell IDs, cell status, allowed services, RACH parameters…) 应用于多播业务，只对特定的终端发送信号 携带了H-ARQ Ack/Nack消息，指示eNodeB是否正确接收到PUSCH的传输。
新一代移动通信技术1-OFDM信道估计
5
OFDM通信系统中，由于传输速率较高，并且需要使用 相干检测技术获得较高的性能，因此通常使用非盲估计获得 较好的估计效果，这样可以更好地跟踪无线信道的变化，提 高接收机性能。基于OFDM的非盲信道估计算法，从插入位 置而言可分为面向判决方法和导频辅助调制(Pilots Symbol Assisted Modulation，PSAM)方法；从实现方法而言包括最 小平方(LS)、最小均方误差(M MSE)、LM MSE、基于DFT 的信道估计等方法。LS是一种最为简单、通用的方法；M MSE利用了Wiener滤波器实现估计性能的最佳化，但这种方 法需要信道统计特性的先验知识，在移动信道中难以实现， 且计算量较大；
17
插入导频符号会带来资源的浪费，由于插入导频带来的 损失可以表示为
其信道比的损失为
(4.1.1)
(4.1.行导频图案的选择
LTE系统下行定义了三种参考信号: (1)小区参考信号(Cell-specific Reference Signals)，对应 非MBSFN传输。 (2)MBSFN参考信号(MBSFN Reference Signals)，对应 MBSFN传输。 (3)UE参考信号(UE-specific Reference Signals)。
16
在频率选择性衰落信道条件下，由于梳状导频插入方法是假 设信道在连续几个子载波内不变，因此块状导频插入方法要 优于梳状导频插入方法。菱形状导频可以通过调整子载波间 隔和符号间隔来适应频率选择性衰落信道和时间选择性衰落 信道。
在安排导频符号时，还应该尽量使1帧中的第一个 OFDM符号和最后一个OFDM符号内包含有导频符号，同时 使第一个子信道和最后一个子信道中也包含有导频符号，这 样就能保证每帧边缘的估计值比较准确。
OFDM通信系统中，由于传输速率较高，并且需要使用 相干检测技术获得较高的性能，因此通常使用非盲估计获得 较好的估计效果，这样可以更好地跟踪无线信道的变化，提 高接收机性能。基于OFDM的非盲信道估计算法，从插入位 置而言可分为面向判决方法和导频辅助调制(Pilots Symbol Assisted Modulation，PSAM)方法；从实现方法而言包括最 小平方(LS)、最小均方误差(M MSE)、LM MSE、基于DFT 的信道估计等方法。LS是一种最为简单、通用的方法；M MSE利用了Wiener滤波器实现估计性能的最佳化，但这种方 法需要信道统计特性的先验知识，在移动信道中难以实现， 且计算量较大；
17
插入导频符号会带来资源的浪费，由于插入导频带来的 损失可以表示为
其信道比的损失为
(4.1.1)
(4.1.行导频图案的选择
LTE系统下行定义了三种参考信号: (1)小区参考信号(Cell-specific Reference Signals)，对应 非MBSFN传输。 (2)MBSFN参考信号(MBSFN Reference Signals)，对应 MBSFN传输。 (3)UE参考信号(UE-specific Reference Signals)。
16
在频率选择性衰落信道条件下，由于梳状导频插入方法是假 设信道在连续几个子载波内不变，因此块状导频插入方法要 优于梳状导频插入方法。菱形状导频可以通过调整子载波间 隔和符号间隔来适应频率选择性衰落信道和时间选择性衰落 信道。
在安排导频符号时，还应该尽量使1帧中的第一个 OFDM符号和最后一个OFDM符号内包含有导频符号，同时 使第一个子信道和最后一个子信道中也包含有导频符号，这 样就能保证每帧边缘的估计值比较准确。
第3章信道及其容量 95页PPT文档
二、平均互信息
互信息量 I(xi ; yj)：收到消息yj 后获得关于xi的信息量
I ( x i;y j) I ( x ) I ( x /y ) lo p ( 1 x i) g lo p ( x i 1 g |y j) lo p ( p x ( ig x |iy ) j)
即：互信息量表示先验的不确定性减去尚存的不确定性， 这就是收信者获得的信息量
但如果信道中有干扰(噪声)存在，接收到符号Y后对发送 的是什么符号仍存在有不确定性。
接受到bj后，关于X的不确定性为
H(X|bj) X
p(x|bj)logp(x1|bj)
这是接收到输出符号bj后关于X的后验熵。 后验熵是当信道接收端接收到输出符号bj后，关于输入
符号的信息测度。
后验熵在输出符号集Y范围内是个随机量，对后验熵在符
解：X:{0,1} Y:{0,1,2} 此时，r ＝2，s ＝3， 传递矩阵为：
021
0
p
0
1－p
2 1－q
1
q
1
0 p 1 p 0 1 0 1q q
符号“2”表示接收到了“0”、“1”以外的特殊符 号
这种信道实际是存在的。
• 设有一个信道，其输入为正、负方波信号，那么，信道输 出送入译码器的将是受干扰后的方波信号R(t)，如图(b)。
信道输入信源X的熵
H (X )i r1p (a i)lo gp ( 1 a i) Xp (x )lo gp (x )
H(X)是在接收到输出Y以前，关于输入变量X的先验不 确定性，称为先验熵。
如果信道中无干扰(噪声)，则信道的输出符号与输入符 号一一对应，那么，接收到传送过来的符号后就消除了对发 送符号的先验不确定性。
信道及信道容量PPT课件
j=1,2,…,s
求： 1. 联合概率: p(xi yj)= p(xi)p(yj| xi)= p(yj)p(xi | yj) i=1,2,…,r；j=1,2,…,s
第四章：信道及信道容量
二、离散单符号信道及其信道容量
1.离散单符号信道的数学模型（续7）
r
r
2. 输出符号概率: p(yj) p(xiyj) p(xi)p(yj|xi)
一、信道分类
一. 信道分类（续2）
按输入/输出之间的记忆性来划分： ✓ 无记忆信道：信道在某时刻的输出只与信道该时刻 的输入有关而与信道其他时刻的输入、输出无关。 有记忆信道：信道在某时刻的输出与其他时刻的输 入、输出有关。
根据信道的输入/输出是否是确定关系可分为: ✓ 有噪声信道 无噪声信道
第四章：信道及信道容量
信道特性可以用转移概率矩阵来表示：
P=[p(yj|xi)]r×s
• 信道的数学模型为{X, P(Y|X),Y}
第四章：信道及信道容量
二、离散单符号信道及其信道容量
1.离散单符号信道的数学模型（续4）
例1：二元对称信道 （BSC：binary symmetric channel）
输入符号集A={0,1}, 输出符号集B={0,1}，r＝s＝2．
满足： （1）0≤ p(yj|xi) ≤ 1 (i=1,2,…,r；j=1,2,…,s)
s
（2） p( y j | xi ) 1 j 1
(i=1,2,…,r)
第四章：信道及信道容量
二、离散单符号信道及其信道容量
1.离散单符号信道的数学模型（续2）
信道传递概率可以用信道矩阵来表示：
x1 Px2
i1
i1
矩阵表示：
j=1,2,…,s
求： 1. 联合概率: p(xi yj)= p(xi)p(yj| xi)= p(yj)p(xi | yj) i=1,2,…,r；j=1,2,…,s
第四章：信道及信道容量
二、离散单符号信道及其信道容量
1.离散单符号信道的数学模型（续7）
r
r
2. 输出符号概率: p(yj) p(xiyj) p(xi)p(yj|xi)
一、信道分类
一. 信道分类（续2）
按输入/输出之间的记忆性来划分： ✓ 无记忆信道：信道在某时刻的输出只与信道该时刻 的输入有关而与信道其他时刻的输入、输出无关。 有记忆信道：信道在某时刻的输出与其他时刻的输 入、输出有关。
根据信道的输入/输出是否是确定关系可分为: ✓ 有噪声信道 无噪声信道
第四章：信道及信道容量
信道特性可以用转移概率矩阵来表示：
P=[p(yj|xi)]r×s
• 信道的数学模型为{X, P(Y|X),Y}
第四章：信道及信道容量
二、离散单符号信道及其信道容量
1.离散单符号信道的数学模型（续4）
例1：二元对称信道 （BSC：binary symmetric channel）
输入符号集A={0,1}, 输出符号集B={0,1}，r＝s＝2．
满足： （1）0≤ p(yj|xi) ≤ 1 (i=1,2,…,r；j=1,2,…,s)
s
（2） p( y j | xi ) 1 j 1
(i=1,2,…,r)
第四章：信道及信道容量
二、离散单符号信道及其信道容量
1.离散单符号信道的数学模型（续2）
信道传递概率可以用信道矩阵来表示：
x1 Px2
i1
i1
矩阵表示：
j=1,2,…,s
3-信道ppt课件
41
[思考]：频率选择性衰落对通信的信号传输有什么影响？
影响：当一个传输波形的频谱宽于1/，传输波 形的频谱将产生畸变。
由两条路径传播推广到多径传播：实际应用中存在多径传播，同样存在频率选择性衰落 现象。
1 4、相关带宽定义：
B 其中m为多径传播的最大多径时延差， c
d
td
21
H
K0
td
[理解]：无失真传输条件：在不考虑噪声的情况下，如果信号在传输中只是幅度上的 等比例衰减和时间上的同步延迟，则可看作无失真传输。
——对任何频率的信号均具有相同的幅度衰减和延迟。
22
3、幅度—频率失真
使传输信号的幅度随频率发生畸变，引起信号波形失真， 对数字信号引起码间串扰。
他的发明改变 了世界通讯模 式，为信息高 速公路奠下基 石。
8
光纤的结构
多模纤芯直径: 50~80 μm
单模纤芯直径: 8~10 μm
9
各种光缆
层绞式 骨架式 束管式
带状式
根据光缆的传输性能、距离和用途，光缆可以分为市话光缆、长途光缆、海底光缆和用
户光缆。
10
有线信道 媒质与其 传输频率
范围
11
+
时延
k
0
s o ( t) k s i( t o ) k s it o
si(t)Si()
ksi(t0) kSi()ej0
k s i(t 0 ) k S i()e j (0 )
k s i ( t 0 ) k s i ( t 0 ) k S i () e j 0 ( 1 e j )
20
2、理想恒参信道的传输特性 无失真传输时，要求信道的输出为：
s0(t)K0si(ttd)
信道估计与均衡理论ppt课件
xk2 w3
xk L1
dk
wL
+
自适应滤波器的横向滤波器结构
yk
ek
设 xk 为输入信号，它表示了连续时间信号 x(t) 在 t kT 时刻的离散采样值。
各抽头的输出信号分别经过一个乘法器与权值 w1 ，w2 ，…， wL
相乘，把这些相乘结果相加，便形成了此时的输出信号 yk
输出信号与期望信号相比较 ek d k yk
T k 1
X k1
X kL1
由矩阵恒等式：
[ A BCD]1 A1 A1B(C DA 1B)1 DA 1
得到： Hk1 Hk Hkk1 I Tk1Hkk1 1Tk1Hk .........1()
其次：
Wk 1 H k 1 X k 1d k 1
H k1[ X k dk xk1dk1]
5.多普勒效应
接收机与发射机之间的相对运动 ，流的影响
8
多径信道的简化模型
发送信号 s(t) a(t) cos[2fct (t)]
窄带信号：信号带宽B远远小于载波频率，即 B<< f c
展开： s(t) ur (t) cos 2fct ui (t) sin 2fct
信号正交分量 ur (t) (t) cos (t) 带通信号的复数表示 u(t)e j2fct
W
定义R为下述方阵:
R
E
Xk
X
T k
E
x02k x1k x0
k
x0k x1k x12k
xLk x0k xLk x1k
定义P为列矢量:
dk x0k
P
E[d k
X
k
]
E
d
k
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处的时间）
下行物理信道
PDSCH: 承载下行用户数据，也可用于传送系统控制消息和寻呼消息
PBCH: 广播系统信息(cell IDs, cell status, allowed services, RACH parameters…)
PMCH: 应用于多播业务，只对特定的终端发送信号
PHICH: 携带了H-ARQ Ack/Nack消息，指示eNodeB是否正确接收到PUSCH的传输。
下行时隙结构
一个时隙中传输的信号可以用一个资源栅格（Resource Grid）
来描述，其大小由频域索引坐标上
个子载波 和时域索引坐
标上
个个OFDM符号交错分割而成。
LTE下行资源栅格图
大家有疑问的，可以询问和交流
可以互相讨论下，但要小声点
常用导频插入方法
AWGN时不变信道条件下几种方案性能完全一样
w 为滤波器系数
H p ilo t 为已知的导频处的信道
其中滤波系数为：
wT(l,k)RhpRpp1
R h p 为数据子载波和导频子载波的相关系数 R p p 为导频子载波处的相关系数
此处矩阵的阶数表示采用几个已知pilot进行data处信道进行估计，一 般来讲，已知导频数目越多效果越好，但同时也会使计算量越大。
由于LTE中每一个下行天线端口传输一个参考信号，小区内所有UE都要使用小区参考信 号，小区专用参考信号需要覆盖整个带宽，因此，重点说小区参考信号。
Cell-specific reference signals
信道估计
信道估计分两步进行，首先，在参考信号位置进行 LS信道估计，获得已知导频处的信道估计，然后，选择 合适位置的导频信道，利用已知导频处的信道估计结果， 进行2D维纳滤波，得到时间域和频率域中数据处的信道 估计结果。
同步信道
PBபைடு நூலகம்H信道
带宽等信息
控制信道
UE的RB范围等
数据信道
UE数据解调
信道估计
信道估计的信号处理流程
PBCH位置固定，且只占据中间的72个子载波位置，这样在同步完成之后， 就可以确定出PBCH的位置而不需要了解带宽如何。
控制域信道估计（PCFICH、PHICH、PDCCH）: 确定可用参考信号，估计全频带范围内的控制域信道。
P•CF携IC带H:了一个控制格式指示，提供PDCCH信道使用OFDM符号数量的信息。每信个道物估理计信时道，在所进具行有
PDCCH:
的信息和RS图案都不
• 承载下行链路控制DCI信息，包含资源分配和UE的其他控制信息。 完全相同，所以不同
的信道需要不同的模
块进行区分。
同步完成之后，下行信道的接收解调有先后顺序。一般步骤为：1）估 计PBCH信道，解调得到带宽等信息；2）估计控制区域信道，解调得 到当前UE占据RB索引等信息；3）估计PDSCH信道，进行数据解调。 信道估计的位置如下：
非盲信道估计
有导频辅助的非盲信道估计通常能克服盲估计和半盲估计精 度低、复杂度高、统计时间长等缺陷，LTE系统中，由于传输 速率较高，并且需要使用相干检测技术获得较高的性能，因 此通常使用非盲估计获得较好的估计效果，这样可以更好的 跟踪无线信道的变化，提高接收机性能。重点信道估计方法 就是基于导频的非盲信道估计。
适合快衰落信道
适合慢衰落信道
可以通过调整子载波间隔和 符号间隔来适应频率选择性 衰落信道和时间选择性衰落 信道
CRS用于小区内所有服务UE的物理下行数据和控制信息解调，是LTE/LTE A最普遍 的参考信号。
MBSFN RS用于多播单频网的广播信号解调。
UE-specific RS 又称为DM-RS，用于UE的PDSCH解调。
R h p 为数据子载波和导频子载波的相关系数
R p p 为导频子载波处的相关系数 Hˆ p 为导频子载波处的信道响应
信道估计用MMSE算法又称为维 纳滤波
维纳滤波
求解使得
2
JE{HdataHdata }
为最小的滤波器系数。
data处信道的估计为：
H data(l,k) w (l,k;l',k')H pilot(l',k') (l',k') P
自适应的信道均衡器利用信道估计来对抗ISI的影响；分集技术 利用信道估计，实现与接收信号最佳匹配的接收机；最大似然检测 利用信道估计使得接收端错误概率最小化；相关解调利用信道估计 提供的信号相位信息，实现信号的检测，与非相干解调相比，相干 解调可以提高系统的整体性能。
3
信道估计方法
盲信道估计
不需要导频辅助，一般收敛速度较慢，限制了在实际系统的 中的使用。
4
基于导频的非盲信道估计
(1)发射端导频图案的选择； (2)接收端导频位频率响应函数的计算方
法； (3)导频位之间数据位频率响应函数的获
取。
5
LTE帧结构
LTE支持两种无线帧结构，Type 1，适用于FDD；Type 2，适用于 TDD；主要研究的是TD-LTE，所以主要针对Type 2的结构进行讲解， 相邻子载波频率间隔为15KHZ，OFDM符号持续时间1/15000秒，每 个符号最大的采样数为2048，即采样频率为30.72MHZ。
信道估计
内容
为什么估计 信道估计方法 信道估计过程 （1）插入导频 （2）导频位置信道估计 （3）非导频位置信道估计
2
为什么估计
在LTE系统中，发射分集、相关解调、空间复用等，接收端都必 须通过信道估计获得信道矩阵信息才能够正确的解调出混叠在一起 的信号；这就需要在接收信息时，对信道的参数进行估计。
信道的互相关矩阵具有时频上的独立性
R t, f( l, k ) t( l) f( k )
t( l)J0(2fd lTs)
J 0 表示第一类零阶贝塞尔函数
f d 为最大多普勒频移
需要估计的基本参数包括 噪声方差，Doppler频移和
1
f (k)1j2rmsk/Ts
RMS多径时延。
r m s 为RMS多径时延（功率衰减到最大功率1/e
准最优方案采用时间和频率维的2D维纳滤波。
，
导频处的信道估计（LS）
H ˆ p Xp1Yp X Y11, , X YPPT
数据处的信道估计（LMMSE）
H M M S E R H H (R H H 2 (X X H ) 1 ) 1 H p 2 为噪声方差
R H H 表示信道的自相关矩阵
H ˆR hp RppI 21H ˆp