数字基带传输系统

单极性归零码谱密度
2
2
P x()4T b S a 2( fb T )4m ( m)(f m b)f
双极性归零码谱密度
P x()2T bSa 2(T bf)
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第5章 数字基带传输系统
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根据信号功率的90%来定义带宽B， 则有
2 1 2 2 B BP x()d (0 .9)2 0 1 P x()d
接收 滤波器
抽样 判决
CP
同步提 取电路
码元 输出 再生 〔 dk′ 〕
2020/4/28 图 5 – 9 数字第5基章 数带字传基带输传输系系统统方框图
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5.2.2 基带传输系统的数学分析
H ( ) G T ( )C ( )G R ( )
假定输入基带信号的基本脉冲为单位冲击δ(t)，这样发送滤
(a)
t
(b)
t
(c)
来自百度文库
t
(d)
t
(e)
( f)
(g)
(h)
( i)
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t
图t 5 – 1
(a) 单极性(NRZ)码 ；
(b) (b) 双极性(NRZ)码；
(ct) (c) 单极性(RZ)码；
(d) 双极性(RZ)码；
(e) 差分码；
(f)t 交替极性码(AMI)；
(g) 三阶高密度双极性码(HDB3)
kj
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图 5 – 13 理想的传输波形
5.3 无码间串扰的基带传输系统
(1) 基带信号经过传输后在抽样点上无码间串扰， 也即瞬
时抽样值应满足：
h[(j
k)Tb
t0]10(或其它常) 数jj
k k
令k′=j-k， 并考虑到k′也为整数，可用k表示，
h(kTb
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3. 单极性归零(RZ)
如图 5 - 1(c) 所示。在传送“1”码时发送1个宽度小于码元持续时 间的归零脉冲；在传送“0”码时不发送脉冲。其特征是所用脉冲宽 度比码元宽度窄，即还没有到一个码元终止时刻就回到零值，因此， 称其为单极性归零码。脉冲宽度τ与码元宽度Tb之比τ/Tb叫占空比。单 极性RZ码与单极性NRZ码比较， 除仍具有单极性码的一般缺点外， 主要优点是可以直接提取同步信号。此优点虽不意味着单极性归零 码能广泛应用到信道上传输，但它却是其它码型提取同步信号需采 用的一个过渡码型。 即它是适合信道传输的，但不能直接提取同步
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(2) 输出信号频谱所占据的带宽B=(1+α)fb/2，当α=0时， B=fb/2，频带利用率为2Baud/Hz，α=1时，B=fb，频带利用率 为1 Baud/Hz；一般α=0~1时，B=fb/2~fb，频带利用率为2~1 Baud/Hz。可以看出α越大，“尾部”衰减越快，但带宽越宽， 频带利用率越低。因此，用滚降特性来改善理想低通， 实质 上是以牺牲频带利用率为代价换取的。
波器的输入信号可以表示为
d(t) ak(tkTb)
k
基 带 信 号 H (ω)
d(t)
y(t)
输 出 抽 样 判 决
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图 5 – 12第5基章 数带字传基带输传输系系统统简化图
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其 中 ak 是 第 k 个 码 元 ， 对 于 二 进 制 数 字 信 号 ， ak 的 取 值 为 0 、 1(单极性信号)或-1、+1(双极性信号)。由图5 - 12可以得到
H ( ) H 0 ( ) H 1 ( )
H(ω)是对截止频率ωb的理想低通特性H0(ω)按H１(ω)的滚降特 性进行“圆滑”得到的，H1(ω)对于ωb具有奇对称的幅度特性， 其上、下截止角频率分别为ωb+ω1、ωb-ω1。它的选取可根据需 要选择，升余弦滚降传输特性H1(ω)采用余弦函数， 此时H(ω) 为
信号的码型， 可先变为单极性归零码，再提取同步信号。
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4. 双极性归零(RZ)码 5. 差分码 6. 交替极性码(AMI) (1) 在“1”、“0”码不等概率情况下， 也无直流成分， 且 零频附近低频分量小。 因此，对具有变压器或其它交流耦合的 传输信道来说，不易受隔直特性影响。
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2. 双极性不归零(NRZ)
(1) 从统计平均角度来看，“1”和“0”数目各占一半时无 直流分量， 但当“1”和“0”出现概率不相等时，仍有直流成 份；
(2) 接收端判决门限为0， 容易设置并且稳定， 因此抗干 扰能力强；
(3) 可以在电缆等无接地线上传输。
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由于h(t)是必须收敛的，求和与求积可互换，得
h(kbT )21
T b
Tb
i
H2 T biejkbT d
Heq()
i
H2TbiT0b
Tb
Tb
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5.3.3 升余弦滚降传输特性
升余弦滚降传输特性H(ω)可表示为
2B 2
2 BS a ( 2 Bt )
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图 5 – 14 理想基带传输系统的H(ω)和h(t)
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如果信号经传输后整个波形发生变化，但只要其特定点的 抽样值保持不变，那么用再次抽样的方法(这在抽样判决电路 中完成)，仍然可以准确无误地恢复原始信码，这就是奈奎斯 特第一准则(又称为第一无失真条件)的本质。 在图5 - 14所表 示的理想基带传输系统中，各码元之间的间隔Tb=1/(2B)称为奈 奎斯特间隔， 码元的传输速率RB=1/Tb=2B 。
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(h) 分相码； (i)t 信号反转码(CMI)
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1. 单极性不归零(NRZ)码 (1) 发送能量大，有利于提高接收端信噪比； (2) 在信道上占用频带较窄； (3) 有直流分量，将导致信号的失真与畸变；且由于直流 分量的存在，无法使用一些交流耦合的线路和设备； (4) 不能直接提取位同步信息； (5) 接收单极性NRZ码的判决电平应取“1”码电平的一半。
(2) 若接收端收到的码元极性与发送端完全相反， 也能正 确判决。
(3) 只要进行全波整流就可以变为单极性码。
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7. 三阶高密度双极性码(HDB3)
当信码序列中加入破坏脉冲以后，信码B和破坏脉冲V的正 负必须满足如下两个条件：
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(5) 编码方案对发送消息类型不应有任何限制， 适合于 所有的二进制信号。这种与信源的统计特性无关的特性称为 对信源具有透明性；
(6) 低误码增殖； (7) 高的编码效率。
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二进制代码 0 1 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0 1 0 1 0
y( jTb t0) akh[jTb t0]kTb]nR( jTb t0)
k
akh（ [ j k）Tb t0]nR( jTb t0)
k
ajh(t0)
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第a5k章h数（ [字基j带传k输） 系统Tb t0]nR( jTb19 t0)
kk
5.2.3 码间串扰的消除
akh[(jk)Tb t0]0
y(t) akh(tkb T)nR(t)
k
式中h(t)是H(ω)的傅氏反变换，是系统的冲击响应，可表示为
h(t)21
H()ejtd
nR(t)是加性噪声n(t)通过接收滤波器后所产生的输出噪声。
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抽样判决器对y(t)进行抽样判决，以确定所传输的数字信
息序列{ak}。为了判定其中第j个码元aj的值，应在t=jTb+t0瞬间 对y(t)抽样，这里t0是传输时延，通常取决于系统的传输函数 H(ω)。 显然，此抽样值为
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从(5 - 3)式我们可以得出如下结论： 若假设g1(t)=0,g2(t)为门函数，且p=1/2,则功率谱密度为
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只有连续谱和直流分量。同理，当P=1/2时，图5 - 1(b)双极性 信号的谱密度为
Px()TbSa2(fT b)
9
(1) B码和V码各自都应始终保持极性交替变化的规律， 以便确保编好的码中没有直流成分。
(2) V码必须与前一个码(信码B)同极性，以便和正常的 AMI码区分开来。如果这个条件得不到满足，那么应该在四 个连“0”码的第一个“0”码位置上加一个与V码同极性的补 信码，用符号B′表示。此时B码和B′码合起来保持条件(1)中 信码极性交替变换的规律。
所谓频带利用率是指码元速率RB和带宽B的比值，即单位 频带所能传输的码元速率，其表示式为
频带利 R B/用 B(B率 a/u H)dz
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图 5-15 H(ω)的分割
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5.3.2 无码间串扰的等效特性
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利用数值积分，由上式可求得双极性归零信号和单极性 归零信号的带宽近似为
B1
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5.2 数字基带传输系统
5.2.1 数字基带系统的基本组成
输入 〔 dk〕
GT(ω)
C(ω)
脉冲 形成器
发送 滤波器
信道
d(t)
gT(t)
定时脉冲
噪声 n(t)
GR(ω) y(t)
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图 5-20 眼图照片
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(1) 当α=0，无“滚降”，即为理想基带传输系统，“尾 巴”按1/t的规律衰减。当α≠0，即采用升余弦滚降时，对应的 h(t)仍旧保持t=±Tb开始，向右和向左每隔Tb出现一个零点的 特点，满足抽样瞬间无码间串扰的条件， 但式(5-23)中第二个 因子对波形的衰减速度是有影响的。在t足够大时，由于分子 值只能在+1和-1间变化，而在分母中的1与(2αt/Tb)2 比较可忽 略。 因此，总体来说， 波形的“尾巴”在t足够大时，将按 1/t3的规律衰减，比理想低通的波形小得多。此时，衰减的快 慢还与α有关，α越大，衰减越快， 码间串扰越小，错误判决 的可能性越小。
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5.1 数字基带信号
5.2 数字基带传输系统
5.3 无码间串扰的基带传输系统
5.4 眼图
5.5 时域均衡原理
5.6 部分响应技术
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5.1 数字基带信号
5.1.1 数字基带信号的常用码型
传输码型的选择，主要考虑以下几点：
(1) 码型中低频、 高频分量尽量少； (2) 码型中应包含定时信息， 以便定时提取； (3) 码型变换设备要简单可靠； (4) 码型具有一定检错能力，若传输码型有一定的规律性， 则就可根据这一规律性来检测传输质量，
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(3) 当α=1时， 有
H()
Tb
2
1
cosTb
2
,
0
2 Tb
为其它值
h(t)
s
in
t
Tb
t
Tb
cos
t
Tb
1
2t Tb
2
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5.4 眼 图
图 5-19 基带信号波形及眼图
22
5.3.1
理想基带传输系统的传输特性具有理想低通特性， 其传
输函数为
H()
1(或其它常数 )
0
b 2
b 2
如 图 5-14(a) 所 示 ， 其 带 宽 B=(ωb/2)/2π=fb/2(Hz) ， 对 其 进
行傅氏反变换得 h ( t ) 1 H ( )e jt d
2
2B 1 e j t d
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8. 分相码
9. 传号反转码(CMI)
10. 多进制码
3
00
2
01
1 10
10
0
11
t
00
3
01
01
1
0
t
-1
10
-3
11
(a) 图 5 – 2 四进制代码波形 (b)
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5.1.2 数字基带信号功率谱
假设随机脉冲序列为
t0 )
1
0
k0 k0
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(2) h(t)尾部衰减快。
从理论上讲，以上两条可以通过合理地选择信号的波形 和信道的特性达到。下面从研究理想基带传输系统出发，得 出奈奎斯特第一定理及无码间串扰传输的频域特性H(ω)满足 的条件。
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