逆变器输出滤波电感设计 周洁敏
单相1000VA航空静止变流器输出电压波形THD超标原因分析
输出信号是与跨导成正比的电流，而跨导由放大器的偏置电流 IABC和差分输入电压来决定，根据差分信号的极性即可断定跨导 运算放大器的输出电流是输出或输入。
跨导的输出为：
即跨导的输出信号为：
由此跨导的输出信号由跨导系数Kg、偏置电流IABC和输入电压 Vin决定。
静止变流器DC/AC变换电路的控制电路中跨导运放的电气接线
1.静止变流器基本原理 静止变流器基本电性能参数为输出电压115VAC；输出频率
400Hz；波形要求THD≯2%，波峰系数1.41±0.1。 静止变流器主要由控制电路、辅助电源、驱动电路、DC/DC变
换、DC/AC变换及滤波电路组成（SanjayaManiktala.精通开关电源 设计：人民邮电出版社，2008）。原理框图如图1所示。
ELECTRONICS WORLD・技术交流
单相1000VA航空静止变流器输出电压波形THD超标原因分析
贵阳航空电机有限公司 徐 健 遵义医科大学 惠林虎
静止变流器是以直流发电机、蓄电池为主直流电源进行二次变 换后的交流电源。在军工领域和民用领域有着至关重要的地位，相 对于旋转式变流机，具有效率高、体积小、重量轻、噪声小、功重 比高等优点。静止变流器在军工领域和民用领域有着至关重要的地 位。本文针对一种单相1000VA航空静止变流器在使用国产化电子 元器件数年后，输出电压波形总谐波失真度（THD）在感性负载时 超出了原有规定值的问题，分析了其原因并给出了解决措施。
图1 原理框图
2.静止变流器输出波形THD超出规定值分析 静止变流器DC/AC变换控制电路由迟滞比较器、跨导运算放
大器、锁相环三者构成锁相调制控制电路。迟滞比较器的输入信号 由静止变流器输出电压信号、输出电流信号和跨导运放N12的输出 信号三个信号叠加而成（张占松，蔡宣三，开关电源的原理与设计 (修订版)：电子工业出版社，2004）。这三个信号都能影响迟滞比 较器的输出SPWM波。SPWM波控制DC/AC变换主电路功率晶体管
2019最新北京01开关电源磁芯材料的基本参数2体育
1(Wb) 1(T )1m2 1N m2 1N 1m
1A1m
1A
国际单位制：MKS米千克秒制 实 用 单位：CGS厘米克秒制间的换算
1Mx 1Gs 1cm2 1Gs 104T ,1cm2 104 m2 1Mx 108通Φ (flux)
垂直通过一个截面的磁力线总量称为该截面 的磁通量，简称磁通，用Φ表示。
通过单元截 面积的磁通
d B cosdA
A
Flux:磁通
磁通是 标量
法线与B 的夹角
均匀磁场中的磁通
在一般磁芯变压器和电感中， 给定结构磁芯截面上，或端面 积相等的气隙端面间的磁场基 本上是均匀的，磁通可表示为
(a)单根载流导体产生的磁场 (b)螺线管电流产生的磁 场
磁场最强处
等 磁 位 线
+
由这个 图你能 想到什 么？
这种导线是传输电能 的导线，其中一个是 正线，另一根是负线。
磁场最强的地方和 磁场最弱的地方？
中心部位磁场最强，线圈 内的磁场能量密度高。
线圈以外磁场最弱，还存 储相当大的能量，原因是 体积扩展到无限大。
所谓某点磁场强度H大小，并不代表该点磁 场的强弱，代表磁场强弱的是磁感应强度B。
引入H主要为了便于磁场的分析计算
磁场强度与媒介有关系吗?
1、磁场强度H与媒介无关 2、磁场强度H只与产生它的电流有关。
3、相同的电流在不同的媒介中产生的磁感 应强度B不同,而磁场强度H一样,揭示材料的 导磁能力。
空心线圈磁场。每根导线单个的磁场在线圈内叠加产生 高度集中和磁力线流畅的磁场。
1.2 电磁基本定律
(1)磁感应密度B (flux density)
用单位长度的导线，放在均匀的磁场中，通过单位电 流所受到的力的大小表示磁场的强弱，磁感应强度。
基于PWM逆变器的LC滤波器
第 5期
俞杨威 ,等 : 基于 PWM 逆变器的 LC滤波器
・51・
因此 ,滤波器设计目标包括 : ① 输出电压的谐波含量 小; ② 滤波参数和体积小 ; ③ 滤波器的阻频特性好 ; ④ 滤波系统消耗的功率小 。根据以上原则 , 即可 对滤波器的特性进行分析 。 LC 滤波器的传递函数为 :
U o ( s) = U i ( s) 1 s +
ω1 —基波角频率 ;ωm —m 次谐波角频率 ; Is — 式中 电感电流的基波有效值 ; ^ Im s —m 次电感电流的谐波
^ 有效值 ; U o —电容电压的基波有效值 ; U m 次电 mo —
容电压的谐波有效值 。 对于 PWM逆变器的输出电压而言 , 谐波分量相 对于基波来说非常小 , 因而式 ( 2 ) 可以简化为 : 2 2 ( 3) Q ≈ ω1 L Is +ω1 CU o ωL = LC 滤波器的截止角频率 :
参考文献 ( Reference) :
[1] 伍家驹 ,章义国 ,任吉林 ,等 . 单相 PWM 逆变器的滤波
3 设计实例
本研究针对单相 PWM 逆变电源进行了滤波器 参数设计 , 逆变器参数如下 :输出电压 U o = 240 V , 容量 6 kVA , 输出基波频率 f1 = 50 H z, 载波频率 fs = 20 kH z。 逆变器主电路拓扑 , 如图 1 所示 , 控制电 路用数字控制实现 。 综合考虑滤波器输出电压 THD、 系统的动态响 应以及体积 、 重量等因素 , 选取截止频率 fL = 0. 1 fs = 2 kHz,结合式 ( 11) , 选取 :L = 700 μH; C = 10 μF。 此时 , 滤波器传递函数为 :
1
LC ( 4)
兼有共模电压抑制作用的逆变器输出无源滤波器
兼有共模电压抑制作用的逆变器输出无源滤波器The Inverter Output Passive Filter with the Suppressing of C ommon mode Voltage陈希有 徐殿国 马洪飞 颜 斌(哈尔滨工业大学 150001)Chen Xiyou Xu Dianguo Ma Hongfei Yan Bin(H arbin Institute of Technology 150001 China)摘要 提出了一种以差模电压滤波为主,兼有抑制共模电压作用的逆变器输出无源滤波器。
该滤波器是在基本RLC 滤波器基础上通过在滤波电感上增加附加绕组来实现的。
其特点是将两种滤波作用有机结合。
仿真及试验表明,在满足差模滤波要求的同时,可减小共模电压有效值约60%。
文中示出了该滤波器的基本结构及其差模和共模等效电路,分析了差模和共模电压转移函数,给出了滤波器参数的工程计算方法,列举了部分试验结果。
关键词:逆变器 无源滤波器 差模电压 共模电压中图分类号:TM 48Abstract A novel inverter output filter w hich can not only filter the differential mode voltage but also suppress the common mode voltage is proposed in this paper It takes out the differential mode voltage as main purpose Through adding additive coil on the inductor of the differential mode RLC passive filter,the common mode voltage can also be suppressed T he m ain advantag es are the combination of two kinds of filter and simplicity in structure The design process of the filter contains tw o steps:First step is to calculate the parameters of the differential mode filter w ithout considering the common mode voltage Second step is to determine the parameters of the common mode filter based on the parameter calculation results of the differential mode filter The results of experiment indicate that about 60%RMS of the com mon mode voltage are suppressed under meeting the demands to differential mode voltage filtering The basic structure and the differential mode equivalent circuit and the common mode equivalent circuit of the filter are illustrated in the paper The voltage transfer functions of the differential mode circuit and the common mode equivalent circuit are analyzed An eng ineering disign method of the filter parameters is also presented Some ex periment results are given to show the performances of the filterKeywords:Inverter,passive filter,differential mode voltage,common mode voltage哈尔滨工业大学校基金资助项目(H IT 2000、57)。
单相并网逆变器母线电容纹波分析与抑制研究
单相并网逆变器母线电容纹波分析与抑制研究戴志威;舒杰;周龙华【摘要】由Boost电路和DC/AC电路组成的两级并网逆变器会在直流母线电容上产生高低频纹波,过大的纹波电压会导致输出电压畸变,而过大的纹波电流会导致电容发热,缩短使用寿命.文章针对某3 kW单相光伏并网逆变器,提出了一种纹波电压和纹波电流综合分析整治方法,依此来指导母线电容参数的选取和抑制纹波幅值.样机试验结果说明了分析方法的正确性.【期刊名称】《可再生能源》【年(卷),期】2014(032)010【总页数】5页(P1448-1452)【关键词】并网逆变器;母线电容;纹波电压;纹波电流【作者】戴志威;舒杰;周龙华【作者单位】中国科学院广州能源研究所,广东广州 510650;中国科学院可再生能源重点实验室,广东广州510650;中国科学院大学,北京 100049;中国科学院广州能源研究所,广东广州 510650;中国科学院可再生能源重点实验室,广东广州510650;中国科学院广州能源研究所,广东广州 510650;中国科学院可再生能源重点实验室,广东广州510650【正文语种】中文【中图分类】TM6150 引言随着电力电子技术和数字信号处理技术的发展，基于PWM的光伏并网逆变器理论与应用研究更加深入，其应用产品也日益广泛。
以DC/DCDC/AC为拓扑结构的两级光伏并网逆变器依然是小功率产品的主流。
Boost电路和DC/AC电路组成的两级并网逆变器在直流母线电容上产生高低频纹波，过大的纹波电压会导致输出电压畸变，并网电流波形质量差，严重时会给电网的安全运行带来威胁；而过大的纹波电流会使电容发热，寿命缩短，使逆变器损耗加大，转换效率降低[1]～[3]。
传统的分析方法只单独分析Boost电路或逆变电路桥在母线电容上的纹波表达，且多为离网的应用案例，还没有针对并网逆变器全面分析母线电容上的纹波特性。
文献[1]分析了全桥不可调度式单相光伏并网装置的主功率器件在单极性切换模式中的电流及能量流向规律，并据此提出了太阳电池两端平波电容的容量选取原则。
开关电源中直流输出滤波电感的设计_薛转花
小还取决于绕 组工艺; 导线有 绝缘层, 导体面 积与导线 总
面积之比为 01 65 ~ 01 95, 具体大 小取决 于导线 尺寸和 绝
缘类型; 在绕组间或绕组层间可能要加绝缘。
图 6 铁芯窗口的几何形状
3. 4 绕组电阻
绕组电阻为: R = Qlsb , 式中 Q为导体材料的电阻率; l b
为导线总长度; s 为裸导线的截面积。一个 n 匝绕组的 导线
的工作磁密变化量 $B = Bm - Br < Bs - Br , 铁心的利用 率比较低。为了增大 $B, 应选择高 Bs 及低 B s 的材料; 或将 铁心开一小气隙以降低 Br , 相对第 1 种工作 状态, 局部磁
滞回线包围的 面积较小, 其损 耗较小。第 3 种 工作状 态是
励磁磁场强度变化小的单向磁 化( 如图 3) , 其励磁 磁场强
线交替变化, 铁心损耗较大。设匝数为 n 的电感 器通过频 率为 f 交流电 u( t) 和 i( t) 时, 在一个周期 T 内进入其全部 能量为:
R W = u( t) i( t) dt
( 1)
忽 略 绕 组 的 电 阻, 由 电 磁 感 应 定 律 和 安 培 环 路 定
律得:
R W = A cl c H dB
( 2)
其中 lc 为铁心磁路长度; A c 为铁心截面积; B 为磁通密度;
H 为磁场强度。
其磁滞损耗为:
R PH = f A cl c H dB
( 3)
在高 频时, 因 磁滞损 耗更大, 应 选用磁 滞回线窄 及电
阻率大的铁心。第 2 种工作状态是 铁心单向磁 化, 其励磁
磁场强度在 0~ H m 之间变化。他的磁 滞回线 如图 2。铁心
逆变器滤波电感磁设计
逆变器滤波电感磁设计概述逆变器是将直流电转换为交流电的装置，在逆变器输出的交流电中，存在一定的谐波成分。
为了减少这些谐波对电网的影响，需要设计逆变器滤波电感磁。
滤波电感磁能够有效地滤除谐波成分，保证逆变器输出电流的纯度和质量。
滤波电感磁的作用滤波电感磁主要有以下几个作用：1.滤除谐波：逆变器输出的交流电中存在谐波成分，这些谐波对电网造成干扰，甚至可能损坏其他设备。
滤波电感磁可以通过改变电路的电感值来过滤掉谐波，使输出电流更加纯净。
2.平滑输出电流：逆变器输出的电流在短时间内可能会发生较大波动，滤波电感磁可以通过储存磁能的方式，使输出电流变得更加平滑，减少电流的尖峰和波动。
3.阻抗匹配：逆变器的输出电阻与电网的负载电阻之间存在一定的不匹配，滤波电感磁可以通过改变阻抗值来实现逆变器与电网的匹配，提高电能传输效率。
滤波电感磁的设计要点1.电感值选择：滤波电感磁的电感值应根据逆变器输出电流和电网负载电流的频率特性来确定。
一般情况下，电感值的选择应满足阻抗匹配的要求，同时能够滤除主要的谐波成分。
2.材料选择：滤波电感磁的磁芯材料应具有较高的饱和磁感应强度和低的铁损耗，以保证高效的能量传输。
3.绕组设计：滤波电感磁的绕组应根据电感值和额定电流来确定匝数和截面积。
为了减小温升和能量损耗，绕组应采用合适的线径和绝缘材料。
4.绝缘设计：滤波电感磁的绕组与磁芯之间应有足够的绝缘层来防止短路和放电。
绝缘层的材料选择应具有良好的耐热性和绝缘性能。
滤波电感磁的设计流程滤波电感磁的设计可按以下步骤进行：1.确定需求：根据逆变器输出电流和电网负载电流的频率特性，确定所需滤波电感磁的电感值。
2.材料选择：根据设计需求和预算限制，选择适当的磁芯材料。
3.绕组设计：根据所选磁芯尺寸和电感值，计算绕组的匝数和截面积。
4.绝缘设计：根据设计需求和安全性要求，选择适当的绝缘材料和厚度。
5.性能评估：通过模拟或实验，评估设计的滤波电感磁的性能，包括阻抗匹配、谐波滤波效果和温升等。
逆变器输出滤波电感设计(周洁敏)
周洁敏调制方式有2种：单极性调制和双极性调制单极性调制（桥）双极性调制（推挽）正弦脉宽调制技术SPWMU 某点正弦波幅值N I f U U D I f U U D I f u U L k L πsin π22o 1o dc max o o d k ,ko,dc βαα⋅⋅⋅⋅-=⋅⋅⋅-=⋅∆⋅-=+最大电感量而且随着正弦波的调制，磁芯的直流工作点按正弦规律（50Hz ）在磁滞回线的1和3象限移动。
可以获得比较稳定的电感材料是气隙磁芯δA cR c R δΦu (t)i （t ）Nl cμ20c A L N μδ=电感不同于变压器，需要储存能量，开气隙后可以储存磁场能量，并使电感量稳定。
即电感为逆变器交流滤波电感中的磁密波形双极性调制单极性调制B L 曲线是曲线Ⅰ减去曲线Ⅱ积分所得，但是很难用精确的数学表达式表示。
输出正弦波输入为AB 端电压波形()t t U u NA B d sin 21π20o AB e L ⎰-=∆ω交流滤波电感不但有基波分量，而且叠加较大的高频分量，磁芯选择不仅要考虑基波损耗，而且要考虑磁芯涡流损耗。
同时线圈中除了流过基波电流，还要流过高次谐波电流，线圈应当考虑高频电流损耗。
纵坐标放大的结果线圈窗口利用率自然冷却经验值K1线圈损耗等于磁芯损耗K2210.707K K各种系数与电感类型的关系决定热阻R T 和允许损耗磁芯损耗线圈损耗损耗热阻最大允许温升决定损耗极限lim /thP T R =∆允许温升由设计需求确定th 20/R K W=。
双极性单相SPWM逆变器滤波电感电流值的近似计算方法
双极性单相 SPWM 逆变器滤波电感电流值的近似计算方法
低压电器 ( 2006 №11)
・
IL1 ≈ ( 1 /R + ω j 1 C ) U 1m ∠0 °
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( 6)
基频电流幅值为
IL1m≈ U 1m
1 /R +ω1 C = m f UD
2
2
2
1 /R +ω1 C
2
22ຫໍສະໝຸດ ( 7)基频电流有效值为
I L1 = IL1m
2
≈
m f UD
1 /R +ω1 C 2
2
2
2
( 8)
下一步计算高频谐波电压作用在滤波电感上 ω1 ) 的高频谐 所产生的电流 。任意角频率 ωg ( = g 波电压 U g sin ωg t在电感上的分压为 U Lg =
0 引 言
逆变器是一种将直流电 (DC ) 转化为交流电 (AC )的电力装置 ,具有广泛的应用范围和发展前 景 。在中小容量应用场合 , 双极性单相正弦脉宽 调制 ( Sine Pulse W idth Modulation, SPWM )逆变是 一种常用的逆变技术 。由于双极性 SPWM 逆变 器的直接输出电压含有大量的高频谐波 , 一般采 用 LC 滤波器滤除输出电压中的高频谐波成分 , 降低输出电压的总谐波畸变 ( Total Harmonic D is2 tortion, THD ) 。滤波电感是 LC 滤波器的重要器 件 ,而电感电流有效值和电流峰值是滤波电感设 计的两个重要参数 。实际应用中 , 通常利用逆变 器的负载电流来估计电感电流有效值和电流峰 值 , 但在某些情况下 , 这样估计会产生较大的误 差 。过高或过低的估计对滤波电感设计都是不利
损耗最小化输出滤波电感的设计_任小永
I C _ rms = ∆I 12
2 O
(15)
(16)
则，电容损耗可以表示为
2 2 PRCO = I C _ rms ⋅ RCO = ∆I O ⋅ RCO 12
分析上述所有损耗，不难发现，变换器的损耗 与输出滤波电感的电流脉动 ∆I O 有关。 ∆I O 的大小 与 Lo 有关，其关系式为 U ⋅ (U in − U O ) LO = O U in ⋅ ∆I O ⋅ f s
对同步整流管 S2 而言， 在开关死区时间内， 其 体二极管自然导通因此实现了零电压开关，不存在 开关损耗。它的驱动损耗 Pdriver _ 2 、导通损耗 Pcon _ 2 、
4、脉动电流 ∆I O 为 0.2 ⋅ I O 时的磁通密度变化量，可 以由电感的伏秒积守恒计算而得，用其作为计算参 考值来计算实际磁通变换量。
(7)
式中： I S 2 、 U F 、 tdead 、 trr 以及 I rr 分别为 S2 中电 流有效值、体二极管的导通电压、开关管驱动的死 区时间、 体二极管反向恢复时间以及反向恢复电流。 类似于式(4)， I S 2 可表示为
2 ∆I O ] ⋅ (1 − D ) 12 而 trr 与 I rr 可用查表线性插值方式获取[13] ∆I t −t trr = trr 2 + rr1 rr 2 ( I O − O − I f 2 ) I f1 − I f 2 2 2 + I S 2 = [IO
文献标志码：A
损耗最小化输出滤波电感的设计
任小永，姚凯，旷建军，阮新波
(航空电源航空科技重点实验室(南京航空航天大学)，江苏省 南京市 210016)
Design of Output Inductor for Minimal Power Loss
高手教你如何计算逆变器输出滤波电感
高手教你如何计算逆变器输出滤波电感
在全桥的逆变器当中，滤波电感是非常重要的一种元件，电感值的确定将直接影响到电路的工作性能。
本篇文章将为大家介绍一种逆变器当中滤波电感的计算方法以及所用材料。
想要确定逆变器当中的滤波电感值，我们首先需要确定电感的LC 值，而后在此基础上来进行设计。
一般来说，逆变滤波电感使用Iron Powder材料，或High Flux、Dura Flux材料，Ferrite也可以。
一般应保证其铁损与铜损有一个比例，如
0.2~0.4，之所以不用0.5（此时效率最高），是因为散热的问题。
对于上图所示的半桥逆变电路，由于其输出为正弦波，按照电路原理，其在输出过零点时，SPWM波的占空比最高（0.5，不计死区时间），此时电感上的dB最高，ripple电流也最大，为：
Ippmax=Vi/（4fL）（1）。
半桥变换器磁元件设计(1H)
专题9 带气隙的铁氧体电感设计 专题10 反激变压器电感设计（连续） 专题11 反激变压器电感设计（断续） 专题12 磁粉芯直流滤波电感设计 专题13 平面磁元件简介 专题14 磁集成技术简介 专题15 开关电源热设计
7.1半桥变换器对磁芯的要求 7.2半桥变换器拓扑输出功率公式的推导 7.3半桥变换器变压器设计举例
【解】如图所示是菲利普公司3C92磁芯的 磁化特性曲线，选择最大磁密为250mT，计
算AP值，即
AP
Ae AW
80% 35Po 85% fBmax
0.8 35 500 0.85 200 103 0.25
0.33cm4
磁芯牌号为3C92，选 择型号为ETD29磁芯
AP Ae Aw 0.76 0.96 0.686 cm4
如果选择EC35磁芯
AP Ae Aw 0.843 0.971 0.82cm4 完毕
电压型任何双向磁化的磁芯，磁通偏移问 题最为严重
磁通密度不能跟 随磁场强度下降到 零；即：励磁电流 或磁场强度从最大 值下降到零，但磁 通密度却不下降到 零，而是停留在被 称为“剩磁”的剩 余磁通密度位置上。
Po
0.358U im in I1rm s
0.35810
f N1Ae Bmax
0.2 jAW N1
0.716 f N1Ae AW Bmax 104
Po
0.358U im in I1rm s
0.35810
f N1AeBmax
0.2 jAW N1
0.716 400 f ( Ae AW )Bmax 104
j
0.2 jAW N1
变压器初级绕组上的电压是输入电压的一半
【CN109600028A】一种逆变器直流侧电感波纹补偿方法【专利】
2
CN 109600028 A
说 明 书
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一种逆变器直流侧电感波纹补偿方法
技术领域 [0001] 本发明属于光伏发电技术领域，具体涉及一种逆变器直流侧电感波纹补偿方法。
发明内容 [0003] 本发明的目的是提供一种降低逆变器直流侧电感波纹，从而能够减小器件应力、 降低损耗、提高逆变器效率的逆变器直流侧电感波纹补偿方法。 [0004] 为达到上述目的，本发明采用的技术方案是： [0005] 一种逆变器直流侧电感波纹补偿方法，用于对采用电压电流双闭环控制策略的逆 变器的直流侧产生的电感电流波纹进行补偿，所述逆变器的直流侧包括由PWM信号控制的 BOOST电路/BUCK电路、直流母线和与直流母线相连接的母线电容，所述逆变器直流侧电感 波纹补偿方法为：实时采样所述母线电容的电压，基于电感伏秒平衡法则列出平衡方程，求 解所述平衡方程得到所述BOOST电路/BUCK电路的补偿占空比 ，利用所述补偿占空比对控制 所述BOOST电路/BUCK电路的PWM信号进行动态补偿，从而降低所述电感电流波纹。 [0006] 对于所述BOOST电路，所述平衡方程为：VDC(d+dBOOST_C)＝(VBUS+ΔvBUS-VDC) (1-ddBOOST_C) ，其中，VDC为所述逆变器的直流侧有效电压值，VBUS为所述母线电容的有效电压值， ΔvBUS为所述母线电容的瞬时波纹电压值，d为所述电压电流双闭环控制策略计算出的所述 PWM信号的占空比 ，dBOOST_C为所述BOOST电路对应的补偿占空比。 [0007] 利用BOOST电压关系公式VBUS＝VDC/(1-d)求解所述BOOST电路的平衡方程。 [0008] 对于所述BUCK电 路 ，所述平衡方程为 ：VDC (1-d+dBUCK_C)＝ (VBUS+ΔvBUS-VDC) (ddBUCK_C) ，其中，VDC为所述逆变器的直流侧有效电压值，VBUS为所述母线电容的有效电压值，Δ vBUS为所述母线电 容的 瞬时 波纹电 压值 ，d 为所述电 压电 流双闭 环控 制策略 计算出的 所述 PWM信号的占空比 ，dBUCK_C为所述BUCK电路对应的补偿占空比。 [0009] 利用BUCK电压关系公式VDC＝VBUSd求解所述BUCK电路的平衡方程。 [0010] 由于上述技术方案运用，本发明与现有技术相比具有下列优点：本发明通过实时 采样母线电容电压，动态补偿直流侧控制PWM占空比 ，能够有效降低直流侧电感电流纹波， 以减小直流侧器件应力和损耗，提高逆变器性能。
CLC型PWM逆变器端无源滤波器的设计
第19卷第3期电源学报Vol. 19 No. 3 2021 年5 月Journal of Power Supply May 2021D O I：10.13234/j.issn.2095-2805.2021.3.33 中图分类号：TM464 文献标志码：ACLC型PWM逆变器端无源滤波器的设计杨玉岗，孙鹤鸣(辽宁工程技术大学电气与控制工程学院，葫芦岛125105)摘要：由于PWM逆变器输出电压中含有较多的高频分量，所以逆变器输出端必须加入低通滤波器来减小谐波含量。
借鉴在PWM逆变器与电机之间插入共模变压器来消除逆变器输出端共模电压的方法，通过分析共模变 压器带有漏感时的等效电路，提出了一种新型的CLC型逆变器端无源滤波器。
利用共模变压器产生的漏感代替差 模电感来抑制差模电压dv/dt，同时该滤波器对共模电压也有着很好的抑制作用。
与传统滤波器相比，该滤波器可 通过1个共模变压器同时对共模及差模电压dv/dt起到抑制作用，减少了滤波器的体积规模。
最后，仿真和实验结 果验证了该滤波器的有效性。
关键词：共模电压；差模电压；PWM逆变器；共模变压器Design of CLC-type PWM Inverter Passive FilterYANG Yugang，SUN Heming(Faculty of Electrical and Control Engineering, Liaoning Technical University，Huludao 125105，China)Abstract ：Since the output voltage of a PWM inverter contains more high-frequency components，a low-pass filter must be added to its output terminal to reduce the harmonic content. By referring to the method in which a common-mode (CM) transformer is inserted between the PWM inverter and a motor to eliminate the CM voltage output from the inverter，the equivalent circuit of the CM transformer with leakage inductance is analyzed, and a novel CLC-type inverter passive filter is put forward. The differential-mode voltage (dv/dt) is suppressed by the leakage inductance generated by the CM transformer instead of the differential-mode inductor. Meanwhile, this filter also has a satisfying inhibitory effect on the CM voltage. Compared with the traditional filter, it can suppress both the CM and differential-mode voltage (dv/dt) through one CM transformer, thereby reducing its size. Simulation and experimental results verified the effectiveness of the proposed filter.Keywords： common-mode (CM) voltage; differential-mode voltage; PWM inverter, common-mode (CM) transformer现代工业中，PWM功率变换器已经成为必不 可少的器件，但随着电力电子器件开关频率和输出 功率的不断提高，逆变器输出电压中含有的大量高 频谐波成分所带来的电磁干扰等负面效应也曰趋 严重，这不但缩短了仪器的使用寿命，而且严重威 胁了周边其他电气设备的安全稳定运行。
宽电压输出的高频逆变器设计
宽电压输出的高频逆变器设计周凝沙;余厉阳【摘要】针对医疗手术消融中高频率可控功率设备的需求,提出了一种基于Buck 和后级推挽逆变级联的设计方案.输入电压经过Buck电路将电压降低至设定值,然后经过推挽逆变电路得到所需高频交流电.并针对该方案对补偿控制环节及高频变压器进行了设计,最后研制了样机.测试结果表明,电路反应快速,输出电压纹波小于100 mV,电压可调范围为0～160 V,最大输出功率为150 W,验证了方案的可行性.【期刊名称】《杭州电子科技大学学报》【年(卷),期】2017(037)002【总页数】5页(P10-14)【关键词】Buck降压;推挽逆变;补偿;高频变压器【作者】周凝沙;余厉阳【作者单位】杭州电子科技大学微电子CAD研究所,浙江杭州310018;杭州电子科技大学微电子CAD研究所,浙江杭州310018【正文语种】中文【中图分类】TM464消融手术作为一种微创治疗技术正在代替传统的治疗方法，此项技术在1926年正式应用于临床医疗.目前手术消融设备正朝着用途多样化、设备小型化及控制精准化的方向发展.新型高频氩气刀、高频超声手术系统在临床中取得了显著的效果，这类新型设备普遍采用了响应速度快、稳压效果好的大功率MOS管及高性能处理器，实现了监护控制、时间控制、自动凝血控制、功率控制等精准控制功能[1].相比国外，国内虽然也在快速发展但关键技术相对落后，研制的设备在操作性、控制精度等方面与国外有一定的差距[2-3].本文针对这方面问题，优化了设计方案，直接对220 V市电整流降压处理，获得了宽范围电压输出，通过反馈补偿环节优化参数设计，提升了电路控制精度及稳定性.本方案适用于临床手术消融领域，具有良好的应用前景.系统总体结构框图如图1所示.系统主要包括EMC滤波电路、整流电路、Buck稳压电路、SG3526控制电路、推挽逆变电路及单片机控制电路；输入经过EMC滤波得到可靠的低干扰60 V交流电.Buck电路由SG3526芯片控制，控制器将采样电压值与设定值比较，输出可变占空比PWM波，从而实现电压闭环调节并稳定电压输出[4-5]；逆变电路采用推挽结构；通过合理设置死区时间，FPGA芯片产生2路100 kHz且占空比稳定的PWM驱动信号，信号经过光耦隔离驱动，输出高频交变电流.本电路指标为输入60 V交流电，输出电压峰峰值范围80～160 V，最大输出功率150 W、输出信号频率100 kHz；电压纹波小于100 mV，整机平均效率不低于85%.Buck降压电路如图2所示，本文主要介绍Buck电路参数设计、控制补偿电路设计、推挽高频变压器设计.2.1 电感电容设计电感在电路中以充放电的形式工作，系统电感设计要求是输入直流电压Vin为85 V、输出最大直流电压Vout为75 V、输出最大电流I为2 A、PWM最大占空比D为0.85、Buck电路中开关频率为22 kHz、周期T为45 μs；本文选择最大电流以及最大输出电压是为了给系统保留一定的余量.在电流连续CCM模式下，开关导通时刻电感计算公式为：开关关断时刻为：其中，I=0.4I0，计算可得L=0.7 mH，为保留一定余量，取1.2 mH.考虑到输出电压纹波小于100 mV，输出额定电流1.5 A，根据Resr计算公式：其中，Vr r为纹波电压，计算得Resr=33 mΩ.根据电容时间常数C×Resr取值75 μs，可得C=2 272 μF.2.2 控制电路设计开关变换器是一个带有闭环控制的离散、非线性系统，通过建模可以更好地分析开关电路；闭环控制环路如图3所示.Gc(s)为补偿网络传递函数，H(s)为反馈分压网络传递函数，脉宽调制器传递函数值为1/VM，VM为锯齿波幅值，Gvd(s)为控制-输出传递函数，Gvg(s)为输入-输出传递函数，Zout(s)为开环输出阻抗[6-7].经过Buck电路模型分析得到部分传递函数表达式为：根据图3可得系统开环传递函数为：图4为系统伯德图，可以看出系统穿越频率为584 Hz，相位裕量为16.5°；系统具有一定的稳态性能，但动态性能较差；同时，高频段斜率较低，系统抑制噪声能力不强[8].为提高电路相位裕度和穿越频率，采用SG3526控制芯片构成图5所示的PID补偿电路，其中传递函数为：校正后系统开环伯德图如图6所示，可以看出，低频段增益明显提高，稳态性能增强，相位裕量为43.6°，满足动态性能要求；同时，高频段增益下降也有所加快，一定程度上提高了电路抗噪声干扰性能[9].2.3 推挽高频变压器设计设计参数为最大输出功率150 W，开关频率100 kHz，最大输出电流2 A.使用AP法选择磁芯：将以上数值代入式(8)和式(9)，计算得Ap=4 300 mm4，再考虑到20%的裕度，Ap取值为5 160 mm4，根据磁芯数据表选择PQ26磁芯结构，该结构Ae=118mm2.变压器原边匝数：其中，Uin为变压器输入最小电压值，值为30 V；D为开关管的占空比，取值0.4；T为方波周期；ΔB为磁通密度变化量，取值0.32 T.计算得N11=N12=3.174≈4，原边绕组匝数为4匝.考虑到变压器起到隔离逆变的作用，同时需要提高耦合度，副边取与原边相同匝数4匝.经过理论分析与实验仿真，搭建实验电路，设计实物图如图7所示.图8为系统加入补偿前的阶跃响应图，图9为系统加入补偿后的阶跃响应图.对比图8、图9可以看出，系统超调量降至37%，经过控制电路补偿后，电路响应更加快速，稳定性更好.电路在常温25 ℃，湿度48%(常湿)且无震动和电磁干扰的环境下对离体新鲜猪肉组织进行多次测试.在每个特定档位下，轻微改变直流输入电压模拟电压扰动，并调节功率负载大小，记录输出电压及纹波电压数据，经过处理得到结果如表1和图10所示.可以看出，经过电压反馈调节，每个档位输出电压稳定，电压纹波小，输出平均效率较高，满载效率达到90%以上，相比效率在85%以下及输出功率较低的传统设备，本电路性能更优越.消融效果图如图11所示.功率在40～100 W条件下，手术电刀最慢在4 s内可以产生直径约1 cm的坏死组织，速度较快，具有较好的效果.本文针对国内现有消融设备存在的问题，设计了基于Buck和推挽逆变级联结构的电路.电路可实现稳定的宽范围电压输出，进一步提升了输出效率.为验证方案可行性，研制了样机，经过对样机各项进行了测试，达到了预期指标，对医学辅助治疗具有一定的帮助.【相关文献】[1]李鹏．脑肿瘤射频消融手术规划关键技术研究[D]．北京：北京工业大学，2013．[2]GROVER T P. Electrosurgical generator[J]. Gastrointestinal Endoscopy, 2015,78(2):197-208.[3]TSAI C H, TSAI Y S, LIU H C. A Stable Mode-Transition Technique for a Digitally Controlled Non-Inverting Buck-Boost DC-DC Converter[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2015,62(1):475-483.[4]叶淼胤，张文超．一种三臂式交流稳压器的测控系统设计[J]．杭州电子科技大学学报，2016，36(1)：16-20．[5]MAALI E, VAHIDI B. Double-Deck Buck-Boost Converter with Soft Switching Operation[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2016,31(6):4324-4330.[6]HAN J, ZHANG B, QIU D. Bi-Switching Status Modeling Method for DC-DC Converters in CCM and DCM Operations[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2016:1-1.[7]杨航，刘凌，阎治安，等．双闭环Buck变换器系统模糊PID控制[J]．西安交通大学学报，2016，50(4)：35-40．[8]余成波，张莲，胡晓倩．自动控制原理[M]．北京：清华大学出版社，2009:1-20．[9]吴宇，皇甫宜耿，张琳，等．大扰动Buck-Boost变换器的鲁棒高阶滑模控制[J]．中国电机工程学报，2015，35(7)：1740-1748．。
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周洁敏
调制方式有2种：单极性调制和双极性调制
单极性调制（桥）双极性调制（推挽）
正弦脉宽调制技术SPWM
U 某点正弦波幅值
N I f U U D I f U U D I f u U L k L πsin π22o 1o dc max o o d k ,k
o,dc βαα⋅⋅⋅⋅-=⋅⋅⋅-=⋅∆⋅-=+最大电感量
而且随着正弦波的调制，磁芯的直流工作点按正弦规律（50Hz ）在磁滞回线的1和3象限移动。
可以获得比较稳定的电感材料是气隙磁芯
δA c
R c R δΦu (t)i （t ）N
l c
μ
2
0c A L N μδ=电感不同于变压器，需要储存能量，开气隙后可以储存磁场能量，并使电感量稳定。
即电感为
逆变器交流滤波电感中的磁密波形双极性调制
单极性调制
B L 曲线是曲线Ⅰ减去曲线Ⅱ积分所得，但是很难用精确的数学表达式表示。
输出正弦波
输入为AB 端电压波形()t t U u NA B d sin 21π20o AB e L ⎰-=∆ω
交流滤波电感不但有基波
分量，而且叠加较大的高
频分量，磁芯选择不仅要
考虑基波损耗，而且要考
虑磁芯涡流损耗。
同时线圈中除了流过基
波电流，还要流过高次
谐波电流，线圈应当考
虑高频电流损耗。
纵坐标放大的结果
线圈窗口利用率自然冷却
经验值K1
线圈损耗等于
磁芯损耗K2
21
0.707
K K
各种系数与电感类型的关系
决定热阻R T 和允许损耗磁芯损耗线圈损耗
损耗热阻最大允许温升决定损耗极限
lim /th
P T R =∆允许温升由设计需求确定
th 20/R K W
=。