车载逆变电源设计

1.系统设计

1.1设计要求

制作车载正弦波逆变电源，输入12V直流，输出220V，50Hz的正弦波，满载时输出功率50W，效率不小于80%；输出波形失真度小于5%，当负载从空载到满载变化时，输出电压有效值稳定度高于3%；具有输入过压和欠压，输出过流和负载短路保护等功能。

1.2总体设计方案

1.2.1设计思路

题目要求设计一个车载正弦波逆变电源，输出电压波形为正弦波。设计中主电路采用电器隔离、H桥逆变技术，控制部分采用SPWM （正弦脉冲调制)技术，利用逆变元件电力MOSFET的驱动脉冲调制，使输出获得交流正弦波的稳压电源。

1.2.2方案论证与比较

1. DC-DC实现变换器的方案论证与选择

方案一:

推挽式DC-DC变换器。推挽电路是两个不同极性晶体管输出电路无输出电压器(有OTL, OCL等)。是两个参数相同的功率BJT管或MOSFET管，以推挽方式存在于电路中，各负责正负半周的波形放大任务。电路工作中，两只对称的功率开关管每次只有一个导通，所以导通损耗小，功率高。推挽输出级既可向负载灌电流，也可从负载抽取电流。

方案二:

Boast升压式DC-DC变换器。开关的开通和关断受外部PWM信号控制，电感L将交替地存储和释放能量，电感储能后使电压上升，而电容C可将输出电压保持平稳，通过改变PWM控制信号的占空比以相应实现输出电压的变化。该电路采取直接直流升压，电路结构较简单，损耗较小，效率比较高。

方案比较:

方案一和方案一都适用于升压电路，推挽式DC-DC变换器可由高

频变压器将电压升至任何值。Boost升压式DC-DC变换器不使用高电频变压器，由12V升至320V , PWM信号的占空比比较低，会使得Boost 升压式DC-DC变换器的损耗比较大。综上所述，采用方案一。

2.辅助电源的方案论证与选择

方案一:

采用线性稳压器LS7805

方案二:

采用Buck降压式DC-DC变换器。

方案比较:

方案一的优点在于可以使用很少元器件构成辅助电源，但是效率较低。方案二的优点在于效率高达90%,缺点是需要很多元器件，使得成本较高稳定性较差。在满足要求的情况下选择最优方案，最终决定采用方案一。

1.2.3系统组成(系统方框图）

系统方框图如图1.2.1所示，先采用DC-DC变换器把12V蓄电池的电压升至320V，保证输出有效值为220V的正弦波不出现截止失真和饱和失真。输出电压反馈采用调节SPWM信号脉宽方式。该系统采用两组相互隔离的辅助电源供电，一组供给SPWM信号控制器使用，另一组供给输出电压、电流测量电路使用，这样避免了交流输出的浮地和蓄电池的地不能共地的问题。因为SPWM控制器输出的SPWM信号不含死区时间，所以增加了死区时间控制电路和逆变H桥驱动电路。空载检测电路使得当没有负载接入时，让系统进入待机模式，当有负载接入时，才进入逆变工作模式。同时，空载检测电路也作为过流保护的采样点。

图1.2.1

2单元硬件电路设计

2．1 DC-DC升压模块

DC-DC升压电路的基本原理: DC-DC升压驱动板，采用的是很常见的线路，用一片SG3525实现PWM的输出，后级用二组图腾输出，增加驱动，驱动后级的RUI190N8。板上有二个小按钮开关，S1, S2, S1是开机的，S2是关机的，可以控制逆变器的启动和停机。这驱动板，是用J3， J4接口和功率板相连的，其中J3的第1P为限压反馈输入端。原理图如图2-1-1所示。

图2-1-1 DC-DC升压电路图

2.1.1开关板的设计

控制系统的开关板设计如图2-1-2所示:开机、关机由具有自锁功能的继电器进行控制，这里的8050三极管起到开关电路的作用当S1按键按下时8050晶体管基极导通从而集电极到发射极有电流三极管处于导通状态，继电器工作，A1导通有电压输入，S2键按下三极管处于断开状态，继电器不工作从而Al, A2断开。原理图如图2-1-2所示

图2-1-2 开关板电路图

2.1.2 PWM固定频率的产生

PWM波形产生原理图如图2-1-3所示

图2-1-3 PWM波形产生原理图

PWM固定频率是由SG3525芯片产生。SG3525芯片引脚图如图2-1-4所示，SG3525芯片资料见如下:

图2-1-4 SG3525芯片引脚图

管脚说明:

引脚1:误差放大反向输入引脚9: PWM比较补偿信号输入端

引脚2:误差放大同向输入引脚10:外关断信号输入端

引脚3:振荡器外接同步信号输入端引脚11:输出A

引脚4:振荡器输出端引脚12:信号地

引脚5:振荡器定时电容接入端引脚13:输出级偏置电压接入端

引脚6:振荡器定时电阻接入端引脚14:输出端B

引脚7:振荡器放电端引脚15:偏置电源输入端

引脚8:软启动电容接入端引脚16:基准电源输出端

图中11与14脚输出两路互补的PWM波，其频率由与5、6管脚所连的R, C决定。PWM频率计算式如下:f=1/[C5(0.7R15+3R16)],调节6端的电阻即可改变PWM输出频率。同时，芯片内部16脚的基准电压为5.1 V采用了温度补偿，设有过流保护电路，5.1V反馈到2端同向输入端，当反向输入端也为5.1V时，芯片稳定，正常工作。若两端电压不相等，芯片内部结构自动调整将其保持稳定。在脉宽比较起的输入端直接用流过输出电感线圈的信号与误差放人器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化，由于结构上有电压环河电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，日前比较理想的新型控制器。R和C设定了PWM芯片的工作频率，计算公式为T= (0.67*RT+1.3*RD)*CT。再通过R13和C3反馈回路。构成频率补偿网络。C6为软启动时间设定电容。

2.1.3增加驱动

用一片SG3525实现PWM的输出，后级用二组图腾输出，增加驱动，驱动后级的RUI190N8。该电路中由一对二极管8050 (NPN)和8550 (P1P)组成图腾电路，用于功率放大器和稳压电源中用于功率放大器和稳压放大器。本系统中用于功率放大，驱动后级电路。

2.2 PWM驱动模块

2.2.1 TDS2285产生PWM波