三电平光伏并网逆变器和仿真
三电平光伏并网逆变器的控制策略研究
直接电流控制通过直接控制逆变器的输出电流，实现电流的快速调节。间接 电流控制则通过控制逆变器输出电压的幅值和相位，间接调节电流。两种方法各 有优劣，需要根据实际应用场景进行选择。
3、并网电压控制策略
并网电压控制策略以逆变器的输出电压为主要控制对象，通过调节电压幅值 和相位，实现与电网的同步。这种策略的主要目标是确保逆变器输出电压与电网 电压在相位和频率上保持一致，同时限制电压的幅值在安全范围内。常用的电压 控制策略包括单位功率因数控制和下垂控制。
因此，对三电平光伏并网逆变器的控制策略进行研究，对于提高太阳能光伏 发电系统的效率和稳定性具有重要意义。
相关技术综述
三电平光伏并网逆变器是一种具有中点箝位式的逆变器，其电路结构主要由 整流器、滤波器、逆变器、中点箝位单元和并网开关组成。工作原理是通过控制 逆变器输出的电压和频率，将太阳能电池板输出的直流电转换为交流电，并输送 到电网中。
1、多电平光伏逆变器概述
多电平光伏逆变器是一种具有高效率、低谐波、低损耗特性的逆变器，其并 网控制策略旨在实现直流电到交流电的转换，同时控制输出电流以满足电网的要 求。多电平光伏逆变器的并网控制策略主要包括电流控制和电压控制两种方法。
2、并网电流控制策略
并网电流控制策略以逆变器的输出电流为主要控制对象，通过调节电流幅值 和相位，实现与电网的同步。这种策略的主要目标是确保逆变器输出电流与电网 电压的相位和频率保持一致，同时限制电流的幅值在安全范围内。常用的电流控 制策略包括直接电流控制和间接电流控制。
在并网技术方面，三电平光伏并网逆变器具有较低的开关损耗、较高的开关 频率和较低的电磁干扰等优点。
控制策略研究
1、电压电流双环控制
电压电流双环控制是一种常见的控制策略，其优点在于可以同时控制逆变器 输出的电压和电流。该策略通过电压外环和电流内环两个控制环路，对外环进行 电压控制，对内环进行电流控制。同时，该策略还可以引入电网电流的反馈，
三电平光伏并网逆变器的设计和仿真
三电平光伏并网逆变器共模电压SVPWM抑制策略研究发布:2011-09-07 | 作者: | 来源: mahuaxiao | 查看:436次 | 用户关注：摘要：本文提出了一种优化空间矢量脉宽调制方法来抑制光伏并网逆变器中产生的共模电压。
在分析共模电压产生机理的基础上，对通常SVPWM调制技术进行改进,调整了有效矢量的选择范围,并对开关次序进行优化。
该空间矢量合成算法克服了SPWM调制存在的母线电压利用率低，线性调制区小的问题。
仿真结果表明，该算法可以将共模电压幅值抑制到普通SVPWM算法的1/2，具有良好的有效性和实用性。
1引言目前,多电平变流器以其突出的优点在高压大摘要：本文提出了一种优化空间矢量脉宽调制方法来抑制光伏并网逆变器中产生的共模电压。
在分析共模电压产生机理的基础上，对通常SVPWM调制技术进行改进, 调整了有效矢量的选择范围, 并对开关次序进行优化。
该空间矢量合成算法克服了SPWM调制存在的母线电压利用率低，线性调制区小的问题。
仿真结果表明，该算法可以将共模电压幅值抑制到普通SVPWM算法的1/2，具有良好的有效性和实用性。
1 引言目前, 多电平变流器以其突出的优点在高压大功率变流器中得到了日益广泛的应用,它不仅能减少输出波形的谐波，也易于进行模块化设计[1, 2]。
二极管中点箝位式(NPC)三电平拓扑结构即是高压大功率变频器的主流拓扑结构之一[3] 。
然而在三电平变流器的应用中, 也出现了一些问题，特别是共模电压问题。
目前，变频器共模电压的抑制方法主要有两种：一是外加无源滤波器等，或有源滤波器[4-6]，这类方法会导致体积和成本显著增加，且不易应用于高压大容量场合；二是通过控制策略从源头减小共模电压，文献[7]、[8]提出一种SPWM消除共模电压的调制方法。
该方式是通过异相调制来消除开关共模电压,但是存在直流电压利用率低、线性调制区过小的问题。
针对SPWM调制的电压利用率低、不利于运用于各种调制比工况下的缺点，本文从三电平逆变器共模电压形成机理出发，提出了一种基于优化电压空间矢量(SVPWM)方法, 可有效抑制三电平逆变器输出共模电压。
三电平光伏并网逆变器的设计和仿真
三电平光伏并网逆变器的设计和仿真三电平光伏并网逆变器是一种逆变器，可将光伏发电系统产生的直流电转换为交流电并注入电网中。
相较于传统的两电平逆变器，三电平逆变器具有较低的谐波畸变、较高的效率以及较低的损耗。
本文将主要介绍三电平光伏并网逆变器的设计和仿真。
首先，我们需要了解三电平光伏并网逆变器的工作原理。
该逆变器采用全桥拓扑结构，通过PWM控制技术将直流电转化为交流电。
在三电平拓扑中，单个逆变器开关可以处于三个可能的状态之一，产生三个不同的输出电平。
通过合理的控制逆变器开关状态，可以实现更接近纯正弦波形的输出。
接下来，我们需要进行三电平光伏并网逆变器的设计。
设计的关键步骤包括选择逆变器拓扑、选择开关器件以及设计控制策略。
逆变器拓扑的选择可以参考现有的研究成果和文献，如全桥拓扑、H桥拓扑等。
开关器件的选择需要考虑功率损耗、效率、成本等因素。
对于控制策略的设计，可以采用比例积分控制器，根据输入输出电流电压进行调节和控制。
设计完成后，我们可以使用电路仿真软件进行三电平光伏并网逆变器的仿真。
常用的电路仿真软件包括PSIM、Simulink等。
通过仿真，可以验证逆变器的性能以及输出波形是否满足要求。
在仿真过程中，需要输入逆变器的直流电源电压、负载的电阻值以及逆变器的控制信号等参数，以获取准确的仿真结果。
总结起来，三电平光伏并网逆变器的设计和仿真需要进行逆变器拓扑选择、开关器件选择以及控制策略设计等关键步骤，并可以通过电路仿真
软件进行验证。
这种逆变器在光伏发电系统中具有重要的应用价值，可以提高发电系统的效率和稳定性。
三电平逆变器系统仿真
…
（ ＮＯ） Ｐ
为 了获得 圆形 旋转 磁场 ， 以用几 个 相 邻 可
的 电压 空 间矢 量 的线 性组 合 构成 新 的 电压 空
＼ ／＼ ＼ ＼ 、
ｃ 了 ＿： 一 ６
一
间矢量 ， 用逆 变器 输 出相 电 压 的平 均矢 量 去 逼 近 以一 定转 速旋 转 的参 考 电压 空 间矢 量
三 电 平 逆 变 器 系 统 仿 真
戴 立红 陈 雪 波 于政 军。付 勇 军。 ， ， ，
（ ． 宁 科 技 大 学 电子 与 信 息 工 程 学 院 ，辽 宁 鞍 山 １ ４ ５ ； ． 钢 设计 研 究 院 ， １辽 １０ １ ２鞍 辽 宁 鞍 山 １ ４ ２ ； ．鞍 钢 股 份 有 限 公 司 冷轧 硅 钢 厂 ， 宁 鞍 山 １ ４ ２ ） １０１３ 辽 １０ ４
区分别 控制 ， 制算法 复 杂 。田玉超 等人将 所有 扇 区都 归一 化 到第 一 扇 区 ， 化 了算 法 ， 是 没有 针 对 控 简 但 中点 电位不平 衡 问题采 取措 施¨ 。李新 瑞等 人通 过控 制正 负小 矢量作 用 时间解 决 了 中点 电位 不平 衡 问 ４ ］ 题 ， 是每一 扇 区只划 分 了 ４个 小 区间 ， 分过 于粗 糙 ， 响 了控制 效果［ 。 但 划 影 ５ ］ 本 文采 用 首发 矢 量为 正 小矢 量 的 ｓ ＷＭ 算 法 ， 所 有扇 区 都归 一化 到第 一扇 区 ， 每一 扇 区划 ＶＰ 将 将 分 成 ６个小 区间 ， 对小 区 问的判 断规则 进行 了理 论推 导 。采 用 调整 小矢 量 作 用 时 间 的控 制 策 略解 决 中 点 电位 不平衡 问题 。ＭＡＴＩ ＡＢ仿 真 验证 了理论 的可 行性 。
三相光伏并网逆变器的设计与仿真
ｌｏｔ ｏｆ ｉｎｔｒｏｄｕｃｔｉｏｎ ｔｏ ｔｈｅ ｆｕｎｃｔｉｏｎｓ ｏｆ ｅａｃｈ ｐａｒｔ；Ｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄ ｔｈｅ ｒｅａｓｏｎ ｔｏ ｃｈｏｏｓｅ ｔｈｅ ＤＳＰ
ｃｈｉｐ ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７；ｂｒｉｎｇ ｏｕｔ ａ ｎｅｗ ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ ｔｈｅ ｆｌｙｂａｃｋ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ｌａｒｇｅ—ｓｃａｌｅ
三、能源消费引起的环境问题
化石能源的大量利用对人类生存环境也有着同趋严重的破坏作用。据报道，目 前由于大量使用常规能源，全世界每天产生ｌ亿吨温室效应气体，造成很严重的大
第一章绪论
气污染。若下个世纪温室效应融化两极的冰山，使海平面上升几米，则四分之一的 人类的生活空间将受到威胁。可见人类文明的高度发展与生存环境的极度恶化，形 成了强烈的对比。
最后，让我们来预测一下今后的能源消费。现在地球入口约６０亿，到２１世纪 中叶，预计将达到１００亿人。光从人口增长的数字来看，能源消费的增加将是惊人 的。另外，目前的能源消费结构上，仍存在着很大的南北差异，即工业发达国家使 用量为总能源的３／４，人均消费量经消费美国最高，为世界平均水平的５倍以上。 我国的人均消费量还相当低，还不到１／１０的国家还有很多。因此，今后的能源消费 必须考虑生活提高的对比，能源不足的情形是可以想象的。 地球上的能源终将是 有限的，如同只伐树而不植树，森林也会变成荒原一样，如此大量的消费，世界的 能源资源也将会枯竭。现在世界能源消费以石油换算约为８０亿吨／年，按４０亿人计 算，平均消费量为２吨／人·年。以这种消费速度，到２０４０年，首先石油将出现枯竭； 到２０６０年，核能及天然气也将终结。地球的能源已经无法提供近１１６亿人口的能
光伏并网逆变器复用技术仿真研究
光伏并网逆变器复用技术仿真研究摘要：光伏并网逆变器的富余功率容量可以补偿非线性负载的谐波电流。
采用能量回馈MPPT算法能够将有功功率逆变器控制与光伏电池输出电压控制结合起来，达到较高的能量效率。
利用FBD算法能够实时检测非线性负载电流中的谐波成分，并加以补偿。
仿真模型和结果验证该方法的有效性。
关键词：光伏电池；并网逆变器；有源电力滤波器；最大功率点跟踪引言目前，全世界共同面临的能源短缺与全球气候变化已经成为制约经济发展，甚至威胁人类生存的重大问题。
现代工业的发展给电网带来了大量的谐波电流污染，致使电能利用效率降低，损耗严重。
取之不竭的太阳能成为最有发展前途的新能源之一。
太阳能光伏电池组的并网逆变器是按照最大功率需求设计的，工作中极少满负荷运行，夜晚时段更是处于空载状态。
有源电力滤波器（ActivePowerFilter，APF）对于解决谐波问题具有技术优势，但因价格昂贵其应用受到很大限制。
利用光伏并网逆变器的功率余量代替APF，补偿电网中的谐波电流，可以提高设备利用率，减少电网损耗，实现"开源"和"节流"并举，有重大的经济效益和技术优势。
本文以三相光伏并网逆变器的复用技术为重点，在Matlab/Simulink环境下建立了光伏电池组的仿真模型，研究了最大功率点跟踪（MaximumPowerPointTracking，MPPT）控制、电网谐波电流检测算法、逆变器输出电流控制算法，能够实现光伏电池的有功功率并网发电同时兼顾无功补偿和谐波治理，仿真模型和结果证明了这种方案的正确性，也为仿真技术在光伏并网和节能方面的应用开辟了新的应用领域。
1光伏电池组I-V特性光伏电池单元由同一半导体基体上的多个串、并联的PN结组成，在无光照条件下与普通二极管特性一样，只有在光线照射下才能产生电势。
光伏电池单元可以用光生电流源与旁路二极管表示，为了更接近实际情况加入了结电容、分布电阻等参数，其等效电路如图1所示。
三电平逆变器仿真
Courseware template
On the evening of July 24, 2021
Courseware template
On the evening of July 24, 2021
Courseware template
On the evening of July 24, 2021
随着交流调速及电力电子装置等非线性设备 在工业、交通及家电中的大量应用，电网中的无功 和谐波污染日益严重。 与传统的逆变器相比,目前 以二极管中点箝位型结构为代表的三电平逆变器更 适合用于控制高电压、大功率电机,且具备输出电压 波形谐波含量低,跳变(du/dt)引起的电磁干扰小等优 点
On the evening of July 24, 2021
Courseware template
On the evening of July 24, 2021
Courseware template
On the evening of July 24, 2021
Courseware template
On the evening of July 24, 2021
三电平逆变器仿真
It is applicable to work report, lecture and teaching
Courseware template
基于SVPWM的三相三电平逆变器仿真
On the evening of July 24, 2021
Courseware template
Courseware template
On the evening of July 24, 2021
ONN OON OOO POO OOO OON ONN
基于MatlabSimulink的三相光伏发电并网系统的仿真
基于Matlab-Simulink的三相光伏发电并网系统的仿真————————————————————————————————作者：————————————————————————————————日期：题目：基于Matlab/ Simulink的三相光伏发电并网系统的仿真院系：姓名：学号：导师：目录一、背景与目的 (3)二、实验原理 (3)1.并网逆变器的状态空间及数学模型 (3)1.1主电路拓扑 (4)1.2三相并网逆变器dq坐标系下数学模型 (4)1.3基于电流双环控制的原理分析 (5)2.L CL型滤波器的原理 (6)三、实验设计 (8)1.LCL型滤波器设计 (8)1.1LCL滤波器参数设计的约束条件81.2LCL滤波器参数计算81.3LCL滤波器参数设计实例92.双闭环控制系统的设计 (10)2.1网侧电感电流外环控制器的设计 (10)2.2电容电流内环控制器的设计 (11)2.3控制器参数计算 (11)四、实验仿真及分析 (12)五、实验结论 (16)一、背景与目的伴随着传统化石能源的紧缺，石油价格的飞涨以及生态环境的不断恶化，这些问题促使了可再生能源的开发利用。
而太阳能光伏发电的诸多优点，使其研究开发、产业化制造技术以及市场开拓已经成为令世界各国，特别是发达国家激烈竞争的主要热点。
近年来世界太阳能发电一直保持着快速发展，九十年代后期世界光伏电池市场更是出现供不应求的局面，进一步促进了发展速度。
目前太阳能利用主要有光热利用，光伏利用和光化学利用等三种主要形式，而光伏发电具有以下明显的优点：1. 无污染：绝对零排放－没有任何物质及声、光、电、磁、机械噪音等“排放”；2. 可再生：资源无限，可直接输出高质量电能，具有理想的可持续发展属性；3. 资源的普遍性：基本上不受地域限制，只是地区之间是否丰富之分；4. 通用性、可存储性：电能可以方便地通过输电线路传输、使用和存储；5. 分布式电力系统：将提高整个能源系统的安全性和可靠性，特别是从抗御自然灾害和战备的角度看，它更具有明显的意义；6. 资源、发电、用电同一地域：可望大幅度节省远程输变电设备的投资费用；7. 灵活、简单化：发电系统可按需要以模块化集成，容量可大可小，扩容方便，保持系统运转仅需要很少的维护，系统为组件，安装快速化，没有磨损、损坏的活动部件；8. 光伏建筑集成（BIPV-Building Integrated Photovoltaic）：节省发电基地使用的土地面积和费用，是目前国际上研究及发展的前沿，也是相关领域科技界最热门的话题之一。
(完整word版)光伏并网建模与仿真
光伏发电并网系统建模与仿真【摘要】：为开展太阳能光伏发电并网系统的研究，本文通过电压空间矢量脉宽调制SVPWM 技术 其谐波小、直流侧电压利用率高、算法简单、等特点应用于光伏发电系统中的方法，能够提高对光伏电池输出直流电压的利用，从而达到改善整个光伏发电系统的性能。
【关键词】：光伏并网系统； SVPWM 技术1．光伏并网发电系统结构三相光伏并网发电系统包括以下三个部分：光伏阵列模块、逆变器、控制器和电网，图1是光伏并网发电系统结构图，图中光伏电池板接受太阳光照射，将太阳能转换成直流电，经并网逆变器逆变为交流电与配电网络并网运行。
图1 光伏并网发电系统结构图1.1.光伏电池数学模型光伏电池是光伏电源的最小单元，通常将一系列小功率的光伏电池组成光伏组件，再根据功率等级通过串并联形成光伏阵列、得到光伏电源。
光伏电池的基本结构是能够将光能转换为电能的PN 结，图2显示了其精确的等效模型，由光生电流源、二极管、串联和并联电阻组成。
光伏电池产生的光生电流Ｉph 与光照强度λ成正比，流经二极管的电流、I d 随着结电压Ｕd 及逆向饱和电流Ｉsat 的不同而变化。
图2 光伏电池的等效电路相应的U -I 特性为：()[1]s q U IR sAkTph d shU IR I I I eR ++=---（1.1）式中，玻尔兹曼常数k=1.38×10-23J/K ；q=1.6×10-19C ，为电子的电荷量；T 为温度；R sh 和R s 为并联和串联电阻;A 为二极管的理想因子,1≤A ≤2，当光伏电池输出高电压时A =1，当光伏电池输出低电压时A =2；ph I 和d I 分别为光生电流和流过二极管的反向饱和漏电流，ph I 和d I 是随环境变化的量，需根据具体的光照强度和温度确定。
工程上光伏电池的应用模型通常只采用供应厂商提供的几个重要参数，包括标准参数（光照强度21000/b S W m =，环境温度25b T C =︒）, sc I (光伏电池短路电流），m I （光伏电池最大功率点电流），oc V （光伏电池开路电压）m V （光伏电池最大功率点电压）。
三相三电平电压型逆变器仿真建模与特性分析
三相三电平电压型逆变器仿真建模与特性分析黄绍平,杨 青,浣喜明Ξ(湖南工程学院电气与信息工程系,湖南湘潭411101) 摘 要:利用MA TLAB软件中的电力系统模块库(PSB),为三相三电平电压型逆变器建立了仿真模型,对其输出特性进行了仿真分析,并利用快速傅里叶变换(FF T)分析工具对逆变器的输出电压进行了谐波分析.仿真实例表明了此模型和仿真方法的正确性.关键词:三电平逆变器;脉宽调制(PWM);快速傅里叶变换(FF T);谐波;MA TLAB中图分类号:TM921 文献标识码:A 文章编号:1671-119X(2005)01-0001-040 引 言随着大功率全控型电力电子器件(如GTO、IG2 B T、MOSFET、IGCT等)的开发成功和应用技术的不断成熟,近年来电能变换技术出现了突破性进展,各种新型逆变器已开始在各类直流电源、U PS、交流电机变频调速、高压直流输电系统等领域中得到应用,并使得有源电力滤波器(APF)、静止无功发生器(SV G)以及各种灵活交流输电系统(FACTS)和配电系统FACTS(DFACTS)中各种装置的研制成为可能.由于大功率电力电子装置的结构非常复杂,若直接对装置进行试验,代价高且费时费力,故在研制过程中需要借助计算机仿真技术,对装置的运行机理与特性、控制方法的有效性进行验证,以预测并解决问题,缩短研制时间.MA TLAB软件具有强大的数值计算功能,方便直观的Simulink建模环境,其PSB(电力系统模块库)中有丰富的各类电气元件模块,尤其是MA T2 LAB6.5版的推出,PSB中包括了常用的电力电子器件模型、三相桥电路模型、PWM脉冲发生器模块、FF T(快速傅里叶变换)模块以及各种离散测量与控制算法模块,使复杂电力电子装置的建模与仿真成为可能.本文利用MA TLAB/PSB为一个三相三电平PWM(脉宽调制)逆变器建立系统仿真模型,并对其输出特性进行仿真分析.1 三电平电压型逆变器的基本原理图1是一个三电平电压型单相桥逆变器原理电路[1].直流侧为储能电容;V T1～V T4为主功率开关器件GTO;各主功率开关器件旁反并联有续流二极管,为感性负载电流提供反馈能量至直流侧的无功通路;另外,接有中点钳位二极管.中点钳位二极管与续流二极管一起将输出端电位钳至直流电源中点电位.这是一个三电平逆变器电路,通过控制V T1、V T2、V T3、V T4的开通与关断,可以使桥臂中点输出有三个电平,即+E/2、0、-E/2.多电平技术(如三电平、五电平、七电平)就是由使逆变器输出几个电平台阶合成阶梯波,以逼近正弦波输出,这样可以有效地减少输出电压中的谐波含量,改善输出特性,同时降低了功率开关器件的电压定额.图1 三电平电压源型单相桥逆变器原理电路第15卷第1期2005年3月 湖南工程学院学报Journal of Hunan Institute of EngineeringVo1.15.No.1Mar.2005Ξ收稿日期:2004-06-04作者简介:黄绍平(1964-),男,教授,研究方向:电力系统无功补偿、电力系统数字仿真.在各种应用中,对逆变器的输出特性有严格要求,除要求频率可变、电压可调外,还要求电压基波尽可能大,谐波含量尽可能小.上述的多电平结构就是改善逆变器输出特性的一种方法.改善逆变器输出特性更有效的方法是采用脉宽调制(PWM )技术.PWM 型逆变器是使用自关断器件作高频通断的开关控制,将逆变器的台阶电压输出变为等幅不等宽的脉冲电压输出,并通过调制控制消除输出电压的较低次谐波,只剩幅值很小、易于抑制的较高次谐波.PWM 有各种调制方法,按照输出电压脉冲宽度变化规律有等脉宽调制和正弦脉宽调制(SPWM ).SPWM 又有同步调制与异步调制,同步调制是使三角形载波频率随正弦调制波频率成比例变化,在任何输出频率下都保持每半个周期内的输出脉冲数不变.2 三相三电平电压型逆变器建模图2是利用MA TLAB/PSB 中的各种元件模块所建立的一个三相三电平电压型逆变器的系统仿真模型[2].这一系统由两个结构完全一样的三相三电平电压型PWM 逆变器构成.逆变器的输出通过一台三相变压器供电给一个交流负载(1kW ,500var ,60Hz ,208V ).变压器的漏抗(8%)和负载电容(500var )可对逆变器输出电压进行滤波,以消除交流电压中的谐波成分.图2中各元件模块的功能与参数设置阐述如下:(1)三相三电平桥本系统使用两个完全相同的三相三电平桥.在PS B 中有通用桥模块、三电平桥模块等电力电子电路模块可供使用.三电平桥模块的桥臂数可选为1、2、3,功率开关器件有GTO 和IG BT 可供选择,图2中选用的是三相桥,器件为GTO.每个桥臂除开关器件外,还有4个与开关器件反并联的续流二极管和两个中点钳位二极管.开关器件内阻R on =0.1mΩ,正向压降U f =1V ,二极管正向压降U f =1V.(2)三相线性变压器逆变器输出通过变压器给一个三相交流负载供电.这一变压器使用PSB 中的三相线性变压器(12端子)模块,它是三个单相双绕组变压器构成的,有12个端子.有关参数设置为:三相额定功率为1000VA ,f =60Hz ,一次绕组线电压为240V ,二次绕组线电压为208V ,Rm =200p.u (标么值),Xm =200p.u.图2 三相三电平电压源型逆变器的系统仿真模型 (3)三相PWM 发生器采用MA TLAB/PSB /Extras/Discrete ControlBlocks library 中的三相离散PWM 发生器模块.这一PWM 发生器能为三相两电平或三电平逆变器2 湖南工程学院学报 2005年(单桥或双桥)产生触发脉冲.在本模型中,PWM 脉冲发生器的输出端口(P1、P2)产生两组12脉冲序列,每个三电平桥1组.这一PWM 脉冲发生器能运行在同步或异步方式.当运行在同步方式时,三角载波信号与PLL (相同步逻辑,锁相环)输入端“ωt ”的给定角保持同步.在同步方式,载波频率由开关速度确定,它是输出频率的倍数.当选择“external ”输入作为调制信号源,连接到输入端“Ust ”的3个调制信号被使用,这3个调制信号由三相可编程电源提供.如果选择“Internal ”内部信号输入作为调制信号源,载波就不同步.在这种情况下,输出信号的大小(调制系数)、频率和相位角均可在模块菜单中设置.在本模型中,直流母线电压设为400V (±200V );载波频率设为1080Hz (18×60Hz );3个调制信号(三相可编程电源提供)的频率设为60Hz ,信号幅值为0.85,即调制系数m =0.85.(4)虚拟PLL 模块采用MATLAB /PS B /Extras/Discrete C ontrol Blocks library 中的离散虚拟PLL 模块.它没有输入信号,通过参数设定,模拟一个实际的PLL.它有3个输出端,分别输出频率、频率向量sin (ωt )与cos (ωt )、电角度ωt (0～2π).3 三相三电平电压型逆变器输出特性的仿真分析 设置仿真参数,启动仿真,在示波器上可观察到3个电压波形(如图3所示):①三电平桥I 输出的A 相对中性点的电压u an ;②由两个三电平桥输出的A图3 三相三电平电压源型逆变器输出电压波形相电压u aa ;③加在负载上的线电压u ab .从波形图可以看出:u an 有三个电平:+200V 、0V 、-200V ;u aa 有5个电平:±400V 、±200V 、0V.而负载电压非常接近正弦波,这是由于变压器漏感和负载电容所组成的滤波回路大大地减少了逆变器输出电压中的谐波.为了对输出特性进行分析,在仿真结束后,打开MA TLAB/PSB 中的快速傅里叶变换(FF T )功能,对上述3个电压波形的谐波成份进行分析,3个电压波形中各次谐波含量如图4所示.(a )u an中各次谐波含量(b )u aa中各次谐波含量(b )u ab 中各次谐波含量图4 输出电压中的谐波3第1期 黄绍平等:三相三电平电压型逆变器仿真建模与特性分析 4 结束语仿真实例结果表明了仿真模型的正确性,此模型可用于定量地分析计算逆变器的输出特性.本仿真模型和仿真方法适应于对采用不同电力电子器件、不同控制方法的三相电压型逆变器的仿真.参 考 文 献[1] 姜齐荣,谢小荣,陈建业.电力系统并联补偿———结构、原理、控制与应用[M].北京:机械工业出版社,2004. [2] 吴天明,谢小竹,彭 彬.MA TLAB电力系统设计与分析[M].北京:国防工业出版社,2004.Simulation Modeling and Characteristic Analysisof Three2phase Three2level V oltage Type InverterHUAN G Shao-ping,YAN G Qing,HUAN Xi-ming(Dept.of Elect.and Information Eng.,Hunan Institute of Engineering,Xiangtan411101,China)Abstract:Using the power system blockset(PSB),a simulating model for the three2phase three2level voltage type inverter is built.The ouput characteristics of this inverter are simulated and the harmonics in output voltage are analysed by the Fast Fourier Transform Algorithm(FF T)tool.The simulating instance confirms the correct2 ness of this model and the simulating method.K ey w ords:three2level inverter;Pulse2Width Modulation(PWM);Fast Fourier Transform Algorithm;har2 monic;MA TLAB《湖南工程学院学报》对论文摘要的编写要求 摘要是科技论文的重要组成部分,是以提供文献内容梗概为目的,不加评论和补充解释,简明、确切地记述文献重要内容的短文。
三电平逆变器仿真 ppt课件
13
2020/12/27
14
2020/12/27
15
2020/12/27
16
2020/12/27
2
精品资料
• 你怎么称呼老师？
• 如果老师最后没有总结一节课的重点的难点，你 是否会认为老师的教学方法需要改进？
• 你所经历的课堂，是讲座式还是讨论式？ • 教师的教鞭
• “不怕太阳晒，也不怕那风雨狂，只怕先生骂我 笨，没有学问无颜见爹娘 ……”
• “太阳当空照，花儿对我笑，小鸟说早早早……”
基于SVPWM的三相三电平逆变器仿真
2020/12/27
1
随着交流调速及电力电子装置等非线性设备
在工业、交通及家电中的大量应用，电网中的无功 和谐波污染日益严重。 与传统的逆变器相比,目前 以二极管中点箝位型结构为代表的三电平逆变器更 适合用于控制高电压、大功率电机,且具备输出电压 波形谐波含量低,跳变(du/dt)引起的电磁干扰小等优 点
V7
1
OON
3
Vref
PON
OOO
ONN
PNN
V6 POP
ONO
V12
PNO
Sector VI
V17 NNP
V11 ONP Sector V
V18 PNP
19 vectors:
Zero vector:V0 Small vectors:V1-V6 Medium vectors:V7-V12 Large vectors:V13-V18
2020/12/27
6
2020/12/27
7
2020/12/27
8
ONN OON OOO POO OOO OON ONN
2020/12/27
基于PLECS的三相并网光伏逆变器仿真研究
基于PLECS的三相并网光伏逆变器仿真研究陶云峰【摘要】本文对一种三相光伏并网逆变器进行了仿真实验研究.在研究过程中,本文将该逆变器前级MPPT控制的DC/DC稳压环节视为一个理想电压源来降低研究难度.该逆变器的主电路采用基于SVPWM技术的三相全桥拓扑结构,并采用dq域中基于PI控制的单电流控制策略,最后利用电力电子仿真软件PLECS作为仿真平台对所研究的逆变器进行了仿真实验.仿真实验结果表明,该三相光伏逆变器拥有较为优异的电流输出控制能力,并能够稳定的进行并网运行,证明了该模型的正确性与可行性.【期刊名称】《电气开关》【年(卷),期】2018(056)003【总页数】3页(P61-63)【关键词】三相光伏并网逆变器;SVPWM;PI控制;PLECS【作者】陶云峰【作者单位】广西大学电气工程学院,广西南宁 530004【正文语种】中文【中图分类】TM4641 引言当下世界能源紧缺问题日益严重，石油、煤炭等传统能源已进入开采中末期，无法满足人类未来的长期生存与发展。
因此，国内外均对太阳能、风能、潮汐能等可再生新能源进行了大量的投入，并建立分布式电网将新能源发电作为一定的电力供应，减轻对传统能源的依赖[1]。
其中，由于太阳能的清洁性和稳定性使得光伏发电技术在新能源发电中占主要地位。
在光伏发电技术中，太阳能提供的热能与光能通过太阳能电池板转化为直流电能，再通过DC/AC逆变过程转化为交流电能输送到电网中供用户使用。
因此，作为新能源与电能之间转化接口的逆变器扮演着尤为重要的角色。
然而，分布式电网中大量并网型逆变器接入电网会为电网的稳定运行带来了一定的隐患，这逆变器的并网运行带来了新的要求和挑战[2]。
常见的并网光伏逆变器采用两级式控制结构，前级为太阳能最大功率点跟踪(MPPT)的Boost/Buck电路，后级为三相全桥逆变电路。
前级的DC/DC环节主要用于实现对光伏电池组的稳压，将直流侧电压稳定在一定范围内，降低DC/AC环节的控制难度，保证逆变器输出的稳定性。
三电平逆变器控制算法的研究及仿真的开题报告
三电平逆变器控制算法的研究及仿真的开题报告一、研究背景和意义随着功率电子技术的发展，逆变器已被广泛应用于各种领域，包括交流电机驱动、电力转换、太阳能和风力发电等。
逆变器的控制算法是逆变器性能的关键，其在功率电子系统中的应用更是至关重要。
三电平逆变器是一种高性能的逆变器，可以实现高质量的输出波形和低谐波失真。
因此，三电平逆变器已经成为工业和商业应用的重要逆变器之一。
它能够满足工业应用中对高性能、高效率和低噪声的要求，是目前电力电子领域中的研究热点之一。
本项目旨在研究三电平逆变器控制算法，提高逆变器的性能和可靠性，对现代工业生产具有重要意义。
二、研究内容和方法（一）研究内容1. 三电平逆变器的基本原理和结构2. 三电平逆变器控制算法的研究现状和发展趋势3. 基于PID控制的三电平逆变器控制算法设计4. 结合Matlab/Simulink平台进行逆变器控制算法的设计和仿真5. 仿真实验结果分析和总结，对三电平逆变器控制算法的性能进行评估和优化（二）研究方法1. 文献研究法：对三电平逆变器控制算法的研究现状和发展趋势进行综合分析，并结合相关文献资料进行深入探讨。
2. 系统设计法：针对三电平逆变器的结构和控制算法进行系统设计，包括模型建立、控制器设计等。
3. 算法仿真法：使用Matlab/Simulink软件平台对所设计的控制算法进行仿真实验，模拟不同工况下的控制性能并进行分析。
三、预期成果和意义本项目预期将能够：1. 建立较为完整和准确的三电平逆变器控制模型，实现针对不同负载的优化控制。
2. 结合PID控制，设计高性能的逆变器控制算法。
3. 使用Matlab/Simulink平台进行仿真实验，分析三电平逆变器控制算法在不同工况下的性能表现。
4. 对逆变器的性能和可靠性进行深入评估和分析，为三电平逆变器的应用提供理论依据和技术支持。
本项目的成功实施将对电力电子领域的研究和应用产生积极的影响，促进工业和商业应用的发展。
光伏并网逆变器建模和仿真研究概要
东南大学硕士学位论文光伏并网逆变器建模和仿真研究姓名：唐金成申请学位级别：硕士专业：电机与电器指导教师：林明耀20080512摘要摘要随着Ｉ：业技术的迅猛发展，能源问题越米越受到人们的重视。
如何开发利用可再生资源以解决当前的能源危机成为一个热Ｉ’Ｊ话题。
人们普遍认为在目前可知的、并且已经得到比较广泛利用的可再生能源中，技术含量最高、最有发展前途的是太刖能。
太刖能利用的主流方向是光伏并网发电。
在光伏并网发电系统中，并网逆变器为核心。
因此，本文主要研究适用于光伏并网发电系统的逆变器。
论文首先描述了光伏电池的工作特性，研究了常见光伏阵列模型。
在此基础上，在ＭＡＴＬＡＢ仿真环境Ｆ，开发了光伏阵列通片ｊ仿真模型，分析了光伏阵列最人功率点的跟踪控制方法，最终采用干扰观测法实现了光伏阵列的最大功率点跟踪。
论文详细分析了Ｄｃ／Ｄｃ变换电路、ＤＣ／ＡＣ逆变电路的工作原理和ｒ作特性。
光伏并网发电系统中主电路参数的选择对于系统能否正常工作、系统输出电流波形质量的好坏有着重要的作用。
使＿｝｝ｊ舭ＴＬＡＢ中的ＰＯＷＥＲＳＹＳＴＥＭＢＬＯＣＫＳＥＴＳ工具软件建立了ＤＣ／ＤＣ变换电路、ＤＣ／ＡＣ逆变电路的动态模型．并进行了在开环和闭环谢种情况卜的仿真。
由ＤＣ／Ｄｃ变换电路、ＤＣ／ＡＣ逆变电路两个部分通过ＤＣＩｉｎｋ连接组成光伏并网逆变器。
通过对ＤＣ／ＤＣ变换电路的占空比调制实现了光伏阵列输出电压的控制，使光伏阵列运行在最大功率点。
通过对ＤＣ／ＡＣ逆变电路的舣环控制，以取得与电网电压同步的正弦电流输出和直流母线侧电压的稳定，其中电流内环采用滞环电流跟踪控制，电压外环采用ＰＩ控制。
最后，实验说明了仿真结果的止确性。
论文在给出孤岛效应危害的基础上，分析了目前常用的被动式、主动式孤岛检测方法，并采用并网电流幅值扰动法实现反孤岛效应。
【关键词】：建模，仿真，光伏并网，是大功率点跟踪，电流滞环控制，反孤岛效应ＡｂｓｔｒａｃｔＡｂｓｔｒａｃｔＷｉｔｈｔｈｅｒａｐｉｄｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔｏｆｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，ｐｅｏｐｌｅｐａｙｍｏｒｅａｎｄｍｏｒｅａｔｔｅｎｔｉｏｎｔｏｔｈｅｐｒｏｂｌｅｍｏｆｅｎｅｒｇｙ．Ｉｔｂｅｃｏｍｅｓａｈｏｔｔｏｐｉｃｔｈａｔｈｏｗｔｏｅｘｐｌｏｉｔａｎｄｕｓｅｒｅｎｅｗａｂｌｅｒｅｓｏｕｒｃｅｔｏｒｅｓｏｌｖｅｅｎｅｒｇｙｃｒｉｓｉｓｒｅｃｅｎｔｌｙ．Ｏｎｇｅｎｅｒａｌｖｉｅｗ，ａｍｏｎｇｔｈｅｒｅｎｅｗａｂｌｅｅｎｅｒｇｙｗｈｉｃｈｐｅｏｐｌｅｈａｖｅｋｎｏｗｎａｎｄｕｓｅｄｅｘｔｅｎｓｉｖｅｌｙ，ｓｏｌａｒｅｎｅｒｇｙｈａｓｔｈｅｍｏｓｔｔｅｅｈｎｉｃａｌｃｏｎｔｅｎｔａｎｄｗｏｕｌｄｄｅｖｅｌｏｐｂｅｓｔｉｎｆｕｔｕｒｅ．Ｔｈｅｍａｉｎｐｈａｓｅｏｆｕｔｉｌｉｚａｔｉｏｎｏｆｓｏｌａｒｅｎｅｒｇｙｉｓｐｈｏｔｏｖｏｌｔａｉｃ（ＰＶ）ｇｒｉｄ—ｃｏｎｎｅｃｔｅｄｓｙｓｔｅｍ，Ｔｈｅｇｒｉｄ－ｃｏｎｎｅｃｔｅｄｉｎｖｅｒｔｅｒｉｓｔｈｅｋｅｙｆｏｒｔｈｅＰＶｓｙｓｔｅｍ．ＴｈｅｅｆｆｉｃｉｅｎｔｉｎｖｅｒｔｅｒｆｏｒｔｈｅＰＶｓｙｓｔｅｍｉｓｐｒｅｓｅｎｔｅｄｉｎｔｈｅｔｈｅｓｉｓ．Ｆｉｒｓｔｌｙ，ｔｈｅｏｐｅｒａｔｉｏｎｐｒｏｐｅｒｔｉｅｓｏｆＰＶｃｅｌｌａｒｅｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄａｎｄｔｈｅＰＶａｒｒａｙｍｏｄｅｌｉｓｓｔｕｄｉｅｄｉｎｔｈｉｓｔｈｅｓｉｓ．Ｏｎｔｈｅｂａｓｉｓｏｆｔｈｅｓｔｕｄｙ，ａｖｅｒｓａｔｉｌｅｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｍｏｄｅＩｆｏｒＰＶａｒｔａｙｉｓｄｅｖｅｌｏｐｅｄｕｎｄｅｒＭＡＴＬＡＢｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔ．Ｔｈｅｍａｘｉｍｕｍｐｏｗｅｒｐｏｉｎｔｔｒａｃｉｎｇ（ＭＰＰＴ）ｃｏｎｔｒｏｌｍｅｔｈｏｄｏｆＰＶａｒｒａｙｉｓｇｉｖｅｎ，ａｎｄｔｈｅｐｅｒｔｕｒｂａｔｉｏｎａｎｄｏｂｓｅｒｖａｔｉｏｎ（Ｐ＆ｏ）ａｒｅａｄｏｐｔｅｄｔｏａｃｈｉｅｖｅＭＰＰＴｏｆＰＶａｒｒａｙｆｉｎａｌｌｙ．Ｓｅｃｏｎｄｌｙ，ｔｈｅｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓａｎｄｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓｏｆＤＣ／ＤＣｃｏｎｖｅｒｔｅｒ，ＤＣ／ＡＣｉｎｖｅｒｔｅｒａｒｅａｎａｌｙｚｅｄｉｎｄｅｔａｉｌｓｉｎｔｈｉｓｔｈｅｓｉｓ．ＴｈｅｐａｒａｍｅｔｅｒｓｅｌｅｃｔｉｏｎｏｆｍａｉｎｃｉｒｃｕｉｔｉｎｔｈｅＰＶｇｒｉｄ．ｃｏｎｎｅｃｔｅｄｓｙｓｔｅｍｗｉｌｌｃｏｎｃｅｍｄｉｒｅｃｔｌｙｗｈｅｔｈｅｒｔｈｅｓｙｓｔｅｍｃａｎｏｐｅｒａｔｅｐｒｏｐｅｒｌｙ，ａｎｄｗｉｌｌｉｎｆｌｕｅｎｃｅｓｔｈｅｑｕａｉｌｔｙｏｆｏｕｔｐｕｔｃｕｒｒｅｎｔ．ＴｗｏｄｙｎａｍｉｃｍｏｄｅｌｓｏｆＤＣ／ＤＣｃｏｎｖｅｒｔｅｒ，ＤＣ／ＡＣｉｎｖｅｒｔｅｒａｒｅｄｅｖｅｌｏｐｅｄｕｓｉｎｇＰＯＷＥＲＳＹＳＴＥＭＢＬＯＣＫＳＥＴＳｔｏｏｌｏｆｔｈｅＭＡＴＬＡＢ．Ｓｏｍｅｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｒｅｓｕｌｔｓｆｏｒｏｐｅｎｌｏｏｐａｎｄｃｌｏｓｅｌｏｏｐｃｏｎｄｉｔｉｏｎｓａｒｅｇｉｖｅｎｉｎｔｈｉｓｄｉｓｓｅｒｔａｔｉｏｎ．Ｔｈｉｒｄｌｙ，ｔｈｅＰＶｇｄｄ．ｃｏｎｎｅｃｔｅｄｊｎｖｅｒｔｅｒｃｏｎｓｉｓｔｓｏｆａＤＣ／ＤＣｃｏｎｖｅｒｔｅｒａｎｄａＤＣ／ＡＣｉｎｖｅｒｔｅｒａｎｄｔｈｅｔｗｏｐａｒｔｓａｒｅｃｏｍｂｉｎｅｄｂｙａＤＣｌｉｎｋ．ＢｙｍｏｄｕｌａｔｉｎｇｔｈｅｄｕｔｙｃｙｃｌｅｏｆＤＣ／ＤＣｃｏｎｖｅｒｔｅｒ，ｔｈｅＰＶａｒｒａｙｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｉｓｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ，ｓｏＰＶａｒｒａｙｃａｌｆ］ｏｐｅｒａｔｅｏｎｍａｘｉｍｕｍｐｏｗｅｒｐｏｉｎｔ．ＤＣ／ＡＣｃｏｎｖｅｒｔｅｒａｄｏｐｔｓｄｏｕｂｌｅｌｏｏｐｃｏｎｔｒｏｌ，ａｓａｒｅｓｕｌｔ，ｔｈｅｓｉｎｕｓｏｉｄａｌｗａｖｅｏｕｔｐｕｔｃｕｒｒｅｎｔｉｓｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚｅｄｗｉｔｈｇｒｉｄｖｏｌｔａｇｅａｎｄＤＣｂｕｓｖｏｌｔａｇｅｃａｎｌｅｖｅｌｏｆｆ．Ｃｕｒｒｅｎｔａｎｄｖｏｌｔａｇｅｌｏｏｐａｄｏｐｔｓｈｙｓｔｅｒｅｓｉｓ—ｂａｎｄｃｕｒｒｅｎｔｔｒａｃｋｉｎｇｃｏｎｔｒｏｌａｎｄＰＩｃｏｎ订ｏｌｒｅｓｐｅｃｔｉｖｅｌｙ．Ａｔｌａｓｔ，ｔｈｅｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔｒｅｓｕｌｔｓｖｅｒｉｆｙｔｈｅｓｉｍｕｌａｔｉｏｎａｎａｌｙｓｉｓ．ＴｈｅｉｓｌａｎｄｉｎｇｅｆｆｅｃｔｓｈｏｕｌｄｂｅｐｒｅｖｅｎｔｅｄｉｎＰＶｇｒｉｄ－ｃｏｎｎｅｃｔｅｄｓｙｓｔｅｍ．Ｔｈｅａｃｔｉｖｅａｎｄｐａｓｓｉｖｅｄｅｔｅｃｔｉｎｇｍｅｔｈｏｄｓａｒｅｉｎｖｅｓ．＿ｔｉｇａｔｅｄｉｎｔｈｉｓｔｈｅｓｉｓＫｅｙｗｏｒｄ：ＭｏｄｕｌｉｎｇｔＳｉｍｕｌａｔｉｏｎ，ＰＶｇａｄ－ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ，Ｍａｘｉｍｕｍｐｏｗｅｒｐｏｉｎｔｔｒａｃｋｉｎｇｃｕｒｒｅｎｔｈｙｓｔｅｒｅｓｉｓｃｏｎｔｒｏｌ，Ａｎｔｉ－ｉｓｌａｎｄｉｎｇｅｆｆｅｃｔｌＩ东南大学学位论文独创性声明本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。
三电平逆变器仿真原理及介绍
A Comprehensive Study of Neutral-Point V oltage Balancing Problem in Three-Level Neutral-Point-Clamped V oltage Source PWMInvertersNikola Celanovic,Student Member,IEEE,and Dushan Boroyevich,Member,IEEEAbstract—This paper explores the fundamental limitations of neutral-point voltage balancing problem for different loading con-ditions of three-level voltage source inverters.A new model in DQ coordinate frame utilizing current switching functions is developed as a means to investigate theoretical limitations and to offer a more intuitive insight into the problem.The low-frequency ripple of the neutral point caused by certain loading conditions is reported and quantified.Index Terms—Neutral-point voltage balancing,space vector modulation,three-level converter.I.I NTRODUCTIONS INCE it’s introduction in1981[1],the three-level neutral-point-clamped(NPC)voltage source inverter(VSI),Fig.1, has been shown to provide significant advantages over the con-ventional two-level VSI for high-power applications.The main advantages are as follows.1)V oltage across the switches is only half the dc bus voltage.This feature effectively doubles the power rating of VSI’s for a given power semiconductor device.Moreover,this is achieved without additional,often cumbersome,hard-ware for voltage and current sharing.2)The first group of voltage harmonics is centered aroundtwice the switching frequency[1],[7].This feature en-ables further reduction in size,weight,and cost of passive components while at the same time improving the quality of output waveforms.On the other hand this topology also has its disadvantages.1)Three-level VSI’s require a high number of devices.2)The complexity of the controller is significantly in-creased.3)The balance of the neutral-point has to be assured.The three-level VSI was first considered with respect to high-capacity high-performance ac drive applications[1].To this day, it remains the area where this topology is most widely used [2]–[4],[7]–[9],[15],and[16].Other interesting applications ofManuscript received March10,1999;revised September22,1999.Recom-mended by Associate Editor,F.Z.Peng.The authors are with the Department of Electrical and Computer Engi-neering,Virginia Polytechnic Institute and State University,Blacksburg,V A, 24061-0111USA.Publisher Item Identifier S0885-8993(00)02327-9.Fig.1.Circuit schematic of a three-level VSI.this technology include static V AR compensation systems[11],[12],HVDC transmission systems[18],active filtering applica-tions,as well as applications in power conditioning systems forsuperconductive magnetic energy storage(SMES)[13].The neutral-point(NP)voltage balancing problem ofthree-level NPC VSI’s has been widely recognized in litera-ture.Various strategies have been presented,and successfuloperation has been demonstrated with a dc-link voltage balancemaintained.In addition,some of the proposed algorithms avoidthe narrow pulse problem[5],[9],minimize losses by notswitching the highest current[10],or share the balancing taskwith front-end converters as in[2].NP control for the carrier-based PWM has been studiedin[15]–[17].In[15],the switching frequency optimal PWMmethod is introduced.This method controls the NP by,essen-tially,adding the zero sequence voltage to the inverter output.This work was extended in[16],where the authors propose ananalytical method for analysis of the NP potential variation,show some limitations of the NP control,and also deal with thedc-link capacitors design issues.In[17],the authors analyzethe stability of the NP control based on an insightful dynamicmodel of the NP control they developed.This paper discusses the issues of NP control from the spacevector modulation(SVM)point of view.In addition,the broaderrange of inverter operating conditions is addressed,and a newmathematical formulation of NP balancing problem is given.Furthermore,low-frequency NP voltage ripple,normalized withthe output current and the size of the dc-link capacitors,is givenfor all operating conditions.0885-8993/00$10.00©2000IEEEII.P RINCIPLE OF O PERATIONAll available voltage space vectors for three-level VSI’s are shown in Fig.2.These vectors,called switching-state vectors,represent inverter output line voltages in two-dimensional(,,or),n e g a t i v e ()p o i n t o f t h e d c l i n k .S h o w n i n F i g .2,s w i t c h i n g s t a t e p o n ,f o r e x a m p l e ,i s p r o d u c i n g l i n e v o l t a g eso u t p u t i s c o n n e c t e d t o t h en e u t r a l p o i n t ,w h i c h r e s u l t s i n t h e c u r r e n t d i s t u r b i n g t h e N Pv o l t a g e b a l a n c e .N o t a l l t h e v e c t o r s a f f e c t t h e N P b a l a n c e .T h e o n e s t h a t d o a r e s u m m a r i z e d i n T a b l e I .L a r g e v e c t o r s d o n o t a f f e c t t h e N P b a l -a n c e b e c a u s e t h e y c o n n e c t t h e p h a s e c u r r e n t s t o e i t h e r t h e p o s i -t i v e o r n e g a t i v e d c r a i l ,a n d t h e N P r e m a i n s u n a f f e c t e d .M e d i u m v e c t o r s c o n n e c t o n e o f t h e p h a s e c u r r e n t s t o t h e N P m a k i n g t h e N P p o t e n t i a l d e p e n d e n t i n p a r t o n t h e l o a d i n g c o n d i t i o n s .T h e ya r e t h e m o s t i m p o r t a n t s o u r c e o f t h e N P p o t e n t i a l u nb a l a nc e .S m a l l v e c t o r s c o m e i n p a i r s .E a c h v e c t o r i n a p a i r g e n e r a t e s t h e s a m e l i n e -t o -l i n e v o l t a g e s .A s m a l l v e c t o r t h a t c o n n e c t s a p h a s e c u r r e n t t o N P p o i n t w i t h o u t c h a n g i n g t h e s i g n o f t h e c u r -r e n t w i l l b e r e f e r r ed t o a s a p o s i t i ve s m a l l v e c t o r.T h e o t h e r o n e ,c o n n e c t i n g t h e p h a s e c u r r e n t w i t h t h e n e g a t i v e s i g n ,w i l l b e c a l l e d a n e g a t i v e s m a l l v e c t o r.T h e m a j o r i t y of t h e N P v o l t ag e b a l a n c i n g s ch e m e s u s e di n S V M r e l i e s o n s o m e f o r m o f m a n i p -u l a t i o n o f s m a l l v e c t o r s i n a p a i r ,w h e r e t h e r e l a t i v e d u r a t i o n o f p o s i t i v e a n d n e g a t i v e s m a l l v e c t o r s i n a p a i r i s u s u a l l y a dj u s t e d i n o r d e r t o c o m p e n s a t e f o r t h e e r r o r i n N P.I I I .NE U T R A L P O I N T C U R R E N T M O D U L A T I O N G e n e r a l l y ,t h e t a s k o f t h r e e -l e v e l V S I ’s i s t o s y n t h e s i z e t h ed e s i r e d o u t p u t p h a s e v o l t a g es(1)w h e r e t h e m o d u l a t i o n i n d ex,asshown in Fig.3.The reference vector may be synthesized using the space vector modulation (SVM)of the three switching state vectors that are nearest to the reference vector at every sampling instant.The nearest three vectors are selected by locating the reference vector in one of the four small triangles illustrated in Fig.3.For the outer small triangle shaded in Fig.3,the reference vector is synthesizedas(2)(3)Fig.2.Switching state vectorsof three-level VSI.TABLE IN EUTRAL P OINT C URRENTi FORD IFFERENT S PACE V ECTORSFig.3.Synthesis ofVi ii i irelative duration of the positive()smallvectorswithin.In further text,the relative duration of posi-tive and negative small vectors will be called current modulationindex(()is(7)T h e e x p r e s s i o n s f o r t h e o t h e r o u t e r s m a l l t r i a n g l e (2)–(7)a r e s y m m e t r i c .F r o m (7)i t i s o b v i o u s t h a t t h e N P c u r r e n t c o n s i s t s o f t h e n o n c o n t r o l l a b l e c o m p o n e n t,,b u t a l s o o n t h e l o a d c u r r e n t a n d s m a l l v e c t o rd u t y c y c le .T h e s e a d d i t i o n a l c o n s t r a i n t s s i g n if i c a n t l y l i m i t t h e c o n t r o l a u t h o r i t y o v e r t h e N P c u r r e n t i n t h i s s m a l l t r i a ng l e r e -g i o n .T h e m i d d l e s m a l l t r i a n g l e r e g i o n ,s h o w n i n F i g .4,i s m o r ef a v o r a b l e f o r b a l a n c i ng th e N P v o l t a g e si n c e t w o s m a l l v e c t o r s a r e a v a i l a b l e .T h e r e f e r e n c e v e c t o r i s s y n t h e s i z e d i n t h e r e g i o nas(9)(11)(13)w h e r e a n da r e t h e N P -c u r r e n t m o d u l a t i o n i n d e x e s f o r t h e s m a l l v e c t o rs(16)(18)T h e i n n e r s m a l l t r i a n g l e r e g i o n i s t h e m o s t a d v a n t a g e o u s f o rt h e N P v o l t a g e b a l a n c i n g b e c a u s e o n l y t h e s ma l l v e c t o r s ,t h o s e t h a t a l l o w f u l l c o n t r o l o f t h e N P c u r r e n t (18),a r e u s e d .U n f o r t u -n a t e l y ,i n t h i s r e g i o n t h e d c -l i n k v o l t a g e i s p o o r l y u t i l i z e d ,a n di t i s r e a s o n a b l e t o e x p e c t i n v e r t e r t o o p e r a t e i n t h i s r e g i o n o n l y d u r i n g s t a r t u p a n d /o r t r a n s i e n t s.F i g .4.S y n t h e s i s o fV i n i n n e r s m a l l t r i a n g l e .I V .L OW F REQUENCY R IPPLE IN N EUTRAL P OINT C URRENT Steady-state low-frequency ripple in the NP-current is caused by periodic variation of the components in (7),(13),and (18)over the output voltage line cycle.In a steady state,the voltagereference vector (1)has constantamplitude,,,,and,as shownin Fig.6.Although the duty cycle functions in Fig.6.are continuous,they are the duty cycles of different switching state vectorsin different sectors.One way to represent how different switching state vectors,used in different sectors,affect the NP current,is to introduce current switching functions.Current switching functions define a mapping between the duty cycle of the vectors,and the NP current that those vectors produce.For example,using this representation the NP current produced by medium vectors can be representedas,is the dutycycle of the medium vector pon,andfor,andfor ,the neutral point current contribution from the medium vector isFig.6.Duty cycles of SVM for modulation index m =0:8.TABLE IIC URRENT S WITCHING F UNCTION FOR M EDIUM VECTORSBy extending this reasoning to small vectors and allsix sectors a set of current switching functions can be defined for small vectors as well.Small vectors’switching functions are shown in Tables III and IV .Finally,all these pieces can be com-bined into a single expression valid for the NP current over the entire linecycleS MALL VECTORSTABLE IVC URRENT S WITCHING F UNCTION FOR SFig.7.Weighing factors for medium vectors for m=0:8.active and reactive components of the load current,respectively. By substituting(21)into(20),the NP current can be expressedas,and so on.Note that(22)is essentially the composite expression com-bining(7),(13),and(18)into one matrix equation valid overthe full line cycle of the output voltage.The NP current in thisformulation still consists of noncontrollable current producedby the application of the medium vector,and the controllablecurrent produced by the small vectors.NP current,resulting from application of medium vectors,can be found by multiplying the direct current by the directweighingfactor.It is apparentthat quadrature component of the current will be weighed muchmore heavily,and will produce much larger low-frequency(LF)ripple than the direct component current.Similarly,NP current resulting from application of small vec-tors depends on“controllable”direct and quadrature weighingfactors multiplying the direct,,and quadrature,,load cur-rent.These factors are given in Fig.8for.These four weighing factors depend not only on small vec-tors duty cycles and the current switching functions that are de-termined by particular type of SVM used,but also on the con-trolinputsand as defined earlier.Two distinct sets ofweighing factors are given in Fig.8.One set of weighing factorswhen only positive small vectors are used(i.e.,)is indicated by a dashed line.Between these two extremecases the weighing factors can be controlled by adjusting cur-rent modulation indexes.The weighing factors for medium vectors are periodic func-tions with zero average value over a line cycle.This means thatin the ideal steady-state case,and currents are constant andthe NP current from medium vectors naturally balances over aline cycle.Finding the size of the LF ripple under these con-ditions will be used to help determine the size of the dc-linkcapacitor for a given NP voltage ripple.Note that the ratio of active and reactive weighing factors isopposite for medium and small rge means largecontrol authority over the NP current through the manipula-tion of current modulation indexes of small vectors,and smallmeans small disturbance from middle vectors.On the otherhand,large means large disturbance from middle vectors,andsmall means small control authority over NP from small vec-tors.This confirms the fact that it is much easier to suppress theLF ripple in the NP when the load has a high power factor.V.NP B ALANCE C ONTROLThere seems to be equivalence in the NP balance controlmechanism between carrier-based,and SVM-based PWMschemes.For carrier-based PWM modulation,all the controlschemes appear to be based on the same concept:they all usesome form of manipulation of output zero sequence voltage.Similarly,all the NP control schemes for SVM-based PWMschemes appear to use some form of manipulation of theredundant small vectors.Note that the difference between thephase voltages of two small vectors in a pair is,in fact,the zerosequence voltage.This seems to be another proof of the dualityof the two PWM methods.Regarding NP balancing control for SVM,and with the re-striction to NTV,three distinctive approaches to the control ofNP might be as follows.1)Passive“control,”where the positive and negative smallvector is selected alternatively in each new switchingFig.8.Weighing factors for small vectors for m=0:8.cycle.This method can work only in the case of perfectly balanced load and perfectly balanced PWM scheme, which is unlikely to happen in practice.This method would have difficulties to recover from line or load transients[15].Still,this“control”method can be used to establish a benchmark for NP controller performance.This benchmark can then be used to evaluate the perfor-mance of other NP control methods.2)Hysteresis type control is perhaps the simplest and mostpopular closed loop NP control scheme.This method requires the knowledge of the current direction in each phase.Based on that information,the small vectors that will move the NP voltage in the direction opposite from the direction of unbalance can be selected.The downside of this method is the current ripple at half the switching frequency.3)Active control schemes that control the current modula-tion indexes m and mFig.10.Normalized amplitude of the LF chargeripple.Fig.11.Capacitor sizes for specified NP ripple with and without NP control.From the analysis in the previous section,it should be ob-vious that,regardless of control scheme,the control authority over the NP current is limited,and the region where exact bal-ancing can be achieved in each switching cycle must exist.This region is given as a shaded area in Fig.9.Note that the graph is symmetrical,and that the unity power factor load represents the most favorable case.For that case,the NP voltage can be bal-anced in every switching cycle for a modulation index as highas,and load powerfactor(23)This should provide sufficient guidelines to size the dc link capacitors for any expected operation mode and desired neutral point voltage ripple value.Consider an example with 1800V dc-link voltageandA,peak phase current,and allow 1%voltage ripple(,the comparison of capacitor sizes for the feedback NP control and the case with passive NP control is summarized in Fig.11.The greatest savings in the size of capacitor can be achieved when the inverter is predominantly supplying active power,while for the operation with purely reactive power the benefits of feedback NP control diminish.VI.C ONCLUSIONIn this paper,NP balancing was investigated for all possible operating conditions of a three-level VSI.A new and general model in the DQ coordinate frame was introduced as a way to investigate the theoretical and practical limitations of NP bal-ancing problem regardless of the type of SVM used.Addition-ally,the low-frequency ripple of the neutral point voltage caused by all possible loading conditions was reported and quantified.Results presented in this study should clarify the tradeoffs be-tween the size of the dc-link capacitor,size of the NP voltage ripple,and the NP balancing method.Based on the investigations reported in this paper and the re-sults reported by other researchers,it can be concluded that the NP balancing problem in three-level NPC VSI topology does not limit the usefulness of this topology for practical applica-tions.This problem can be solved in a satisfactory way using various techniques,depending on the particular system,and its operating point constraints.R EFERENCES[1] A.Nabae,I.Takahashi,and H.Akagi,“A new neutral-point clampedPWM inverter,”IEEE Trans.Ind.Applicat.,vol.IA-17,no.5,pp.518–523,Sept./Oct.1981.[2]M.C.Klabunde,Y.Zhao,and T.A.Lipo,“Current control of a3-levelrectifier/inverter drive system,”IEEE Trans.Power Electron.,vol.11, no.1,pp.57–65,Jan.1996.[3]R.Rojas,T.Ohnishi,and T.Suzuki,“An improved voltage vector controlmethod for neutral-point-clamped inverters,”IEEE Trans.Power Elec-tron.,vol.10,no.6,pp.666–672,Nov.1995.[4]H.L.Liu,N.S.Choi,and G.H.Cho,“DSP based space vector PWMfor three-level inverter with DC-link voltage balancing,”in Proc.IEEE IECON Conf.Rec.,vol.1,1991,pp.197–203.[5]H.L.Liu and G.H.Cho,“Three-level space vector PWM in low indexmodulation region avoiding narrow pulse problem,”IEEE Trans.Power Electron.,vol.9,no.5,pp.481–486,Sept.1994.[6]M.Cosan,H.Mao,D.Boroyevich,and F.C.Lee,“Space vector mod-ulation of three-level voltage source inverter,”in Proc.VPEC Seminar, Sept.1996,pp.123–128.[7]J.Zhang,“High performance control of a three-level IGBT inverter fedAC drive,”in Proc.IEEE Ind.Applicat.Soc.Conf.Rec.,vol.1,1995, pp.22–28.[8]S.Ogasawara and H.Akagi,“A vector control system using a neutral-point-clamped voltage source PWM inverter,”in IEEE Ind.Applicat.Soc.Conf.Rec.,1991,pp.422–427.[9]Y.H.Lee,B.S.Suh,and D.S.Hyun,“A novel PWM scheme for athree-level voltage source inverter with GTO thyristors,”IEEE Trans.Ind.Applicat.,vol.32,no.2,pp.260–268,Mar./Apr.1996.[10] B.Kaku,I.Miyashita,and S.Sone,“Switching loss minimized spacevector PWM method for IGBT three-level inverter,”in IEE Proc.Elec-tric Power Applicat.,vol.144,May1997,pp.182–190.[11]G.C.Cho,G.H.Jung,N.S.Choi,and G.H.Cho,“Analysis and con-troller design of static var compensator using three-level GTO inverter,”IEEE Trans.Power Electron.,vol.11,no.1,pp.57–65,Jan.1996. [12]G.H.Jung,G.C.Cho,S.W.Hong,and G.H.Cho,“DSP based controlof high power static V AR compensator using novel vector product phase locked loop,”in IEEE Annu.Power Electron.Spec.Conf.Rec.,vol.1, 1996,pp.238–243.[13]H.Mao,D.H.Lee,H.Dai,F.C.Lee,and D.Boroyevich,“Evaluationand development of new power electronic technologies for supercon-ductive magnetic energy storage(SMES)using PEBB,”in Proc.VPEC Sem.Proc.,Sept.1997,pp.129–134.[14]V.H.Prasad,S.Dubovsky,N.Celanovic,R.Zhang,and D.Boroyevich,“DSP based implementation of a power electronics control system,”in Proc.VPEC Sem.,Sept.1997,pp.61–67.[15]J.Steinke,“Switching frequency optimal PWM control of a three-levelinverter,”IEEE Trans.Power Electron.,vol.7,July1992.[16]S.Ogasawara and H.Akagi,“Analysis of variation of neutral point po-tential in neutral-point-clamped voltage source PWM inverters,”in Proc.IEEE Ind.Applicat.Soc.Conf.Rec.,1993,pp.965–970.[17] C.Newton and M.Summer,“Neutral point control for multi-level in-verters:Theory,design and operation limitations,”in IEEE Ind.Ap-plicat.Soc.Conf.Rec.,1997,pp.1336–1343.[18]G.Lipphardt,“Using a three-level GTO voltage source inverter in aHVDC transmission system,”in Proc.EPE Conf.Rec.,Sept.1993,pp.151–155.Nikola Celanovic(S’95)received the B.S.degreein electrical engineering from the University ofNovi Sad,Yugoslavia,in1994,the M.S.degree inmechanical engineering from Vanderbilt University,Nashville,TN,in1996,and is currently pursuingthe Ph.D.degree at the Virginia Polytechnic Instituteand State University(Virginia Tech),Blacksburg.He is a Graduate Research Assistant with theCenter for Power Electronics Systems,VirginiaTech.During the summer of1999,he was a summerintern with the General Electric CR&D Center, Schenectady,NY,where he was working on modeling and control of multilevel three-phase drive systems.His research interests include modeling,control design,and applications of high-power,high-frequency power electronicssystems.Dushan Boroyevich(M’99)received the B.S.degreefrom the University of Belgrade,Yugoslavia,in1976,the M.S.degree from the University of Novi Sad,Yu-goslavia,in1982,and the Ph.D.degree from the Vir-ginia Polytechnic Institute and State University(Vir-ginia Tech),Blacksburg,in1986.From1986to1990,he was an Assistant Professorand Director of the Power and Industrial ElectronicsResearch Program,Institute for Power and Elec-tronic Engineering,University of Novi Sad,andlater,Acting Head of the Institute.In1990,he joined the Bradley Department of Electrical and Computer Engineering,Virginia Tech,as an Associate Professor.From1996to1998,he was an Associate Director with the Virginia Power Electronics Center,and since1998,has been the Deputy Director of the NSF Engineering Research Center for Power Electronics Systems,where he is now a Full Professor.His research interests include multiphase power conversion,high-power PWM converters,modeling and control of power converters,applied digital control,and electrical drives. He has published over100technical papers,has three patents,and has been involved in numerous government and industry-sponsored projects in the areas of power and industrial electronics.Dr.Boroyevich is a member of the IEEE Power Electronics Society AdCom, IEEE Industry Applications Society Industrial Power Converter Committees, and Phi Kappa Phi.。
基于PLECS的三相并网光伏逆变器仿真研究
Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ Ｓｔｕｄｙ ｏｎ Ｔｈｒｅｅ￣ｐｈａｓｅ Ｇｒｉｄ￣ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ Ｐｈｏｔｏｖｏｌｔａｉｃ Ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ＰＬＥＣＳ
ＴＡＯ Ｙｕｎ￣ｆｅｎｇ ( Ｃｏｌｌｅｇｅ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇꎬＧｕａｎｇｘｉ ＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙꎬＮａｎｎｉｎｇ ５３０００４ꎬＣｈｉｎａ)
« 电气开关» (２０１８. Ｎｏ. ３)
６１
文章编号:１００４ － ２８９Ｘ(２０１８)０３ － ００６１ － ０３
基于 ＰＬＥＣＳ 的三相并网光伏逆变器仿真研究
陶云峰
( 广西大学电气工程学院ꎬ广西 南宁 ５３０００４)
摘 要:本文对一种三相光伏并网逆变器进行了仿真实验研究ꎮ 在研究过程中ꎬ本文将该逆变器前级 ＭＰＰＴ 控制 的 ＤＣ / ＤＣ 稳压环节视为一个理想电压源来降低研究难度ꎮ 该逆变器的主电路采用基于 ＳＶＰＷＭ 技术的三相全 桥拓扑结构ꎬ并采用 ｄｑ 域中基于 ＰＩ 控制的单电流控制策略ꎬ最后利用电力电子仿真软件 ＰＬＥＣＳ 作为仿真平台 对所研究的逆变器进行了仿真实验ꎮ 仿真实验结果表明ꎬ该三相光伏逆变器拥有较为优异的电流输出控制能力ꎬ 并能够稳定的进行并网运行ꎬ证明了该模型的正确性与可行性ꎮ 关键词:三相光伏并网逆变器ꎻＳＶＰＷＭꎻＰＩ 控制ꎻＰＬＥＣＳ 中图分类号:ＴＭ４６４ 文献标识码:Ｂ
有着更好的高频பைடு நூலகம்波滤波效果ꎮ 另外ꎬ要实现逆变器稳 定的并网运行ꎬ需要加入锁相环(ＰＬＬ)进行电网电压的实 时相位测量以实现逆变器的同相并网[４] ꎮ
图 １ 为所研究的三相光伏并网逆变器的原理图ꎬ 图中的 ＰＶ 表示光伏电池阵列组ꎬＵｄｃ为经 ＤＣ / ＤＣ 升压 后的直流电压ꎻＬ１ 、Ｃｆ 、Ｌ２ 、Ｒｄ 分别为 ＬＣＬ 型滤波器的 逆变器侧电感、滤波电容、电网侧电感和阻尼电阻ꎻＨｉ ( ｓ) 为 ＰＩ 电 流 环 调 节 器ꎻ ｉｐａ 、 ｉｐｂ、 ｉｐｃ 为 并 网 公 共 点 ( ＰＣＣ) 的逆变器输出电流ꎻｕｐａ 、ｕｐｂ、ｕｐｃ 为并网公共点的 逆变器输出电压ꎮ 为了保证逆变器的并网质量ꎬ模型 采用 ｄｑ 域电流控制ꎮ
三电平逆变器SVPWM仿真
三电平逆变器SVPWM仿真
三电平逆变器拓扑有多种，主要有二极管钳位式、飞跨电容式、级联等。
主要分析二极管钳位式三电平逆变器的原理并进行SVPWM控制仿真。
一、三电平逆变器原理
二极管钳位式三电平逆变器基本拓扑
以A相为例，当s1、s2导通，s3、s4关断，输出端电压为Udc/2；
当s1、s4关断，s2、s3导通时，输出端电压为0；
当s1、s2关断，s3、s4导通时，输出端电压为-Udc/2；
三电平逆变器每相有三个工作状态，分别是1（Udc/2），0（0），-1（-Udc/2），仿照两电平可以定义Sx=1、0、-1，就可以类似得到三电平的矢量表达式：
由于三电平每相桥臂都有三个输出状态，所以共有27个矢量，其组合方式如矢量图所示：
二、三电平逆变器仿真
由两电平SVPWM原理推导三电平SVPWM原理，仍然要分为三步：
（1）区域判断，判断出合成矢量的三个基本矢量
（2）时间计算，也就是每个矢量的作用时间即占空比
（3）时间状态分配，将矢量状态转换到时间状态，及桥臂的开关状态
仿真原理图
SVPWM控制框图：
桥臂输出端线电压及相电压波形。
三电平H桥级联型逆变器仿真复现
三电平H桥级联型逆变器仿真复现综合设计报告指导老师：*****学生：*****学号：1108******1.级联式逆变器介绍：包括2H桥级联和3H 桥级联，把两个两电平半桥逆变器组成的逆变桥作为功率单元进行级联，叫做2H 桥级联；把两个三电平半桥逆变器组成的逆变桥作为功率单元进行级联，叫做3H 桥级联。
2H 桥级联式虽具有控制方法简单、易扩展等优点，但需要的独立直流电源个数多。
而采用3H 桥级联可以克服钳位二极管或钳位电容多、控制困难和需要独立电源个数多的缺点，是一种很有前途的使用方法。
这种级联式3H 桥多电平逆变器适用于中、高压大功率应用场合。
2．仿真软件的选择：由于此仿真主要是对一种控制方法进行验证的，众所周知，matlab在控制方面具有优势，因此可以运用matlab软件仿真。
但是考虑到此控制方法并不是特别复杂且比较简单，因此也可以用PSIM完成。
3．仿真研究的问题：本仿真主要针对三电平H桥级联式逆变器的拓扑结构和控制方式进行复现。
级联个数的不同，对控制方法也有不同的要求，通过PSIM 软件仿真，验证论文中不同级联个数的不同控制方法的正确性和可行性。
4．仿真结果方面：对三电平H桥功率单元验证控制策略是否正确，逆变输出的电压波形和对谐波的分析是否和论文一致；对奇数个三电平H桥级联验证其三角波载波的初相是否为N N /2*1）（-,输出的逆变电压为14out +=N U 、谐波频次主要分布在6K （k 为自然数）对偶数个三电平H 级联方式验证其功率单元间三角波载波移相是否为N /π，输出谐波频次主要分布2K （k 为自然数）。
5采用PSIM 软件对各个控制方法进行仿真复现5.1三电平H 桥功率单元仿真复现主电路图1 功率单元拓扑主电路控制部分电路图图2 控制部分电路图在控制电路中左桥臂的三角载波初相位为α ，右桥臂的三角载波的初相位为α+180，即左、右桥臂的三相载波的初相位相差180°。
三相并网逆变器设计与仿真
《电气工程综合训练III》报告设计题目：三相并网逆变器分析、设计与仿真专业班级：学生姓名：学生学号：指导老师：许完成日期：2016年1月13日江苏大学·电气信息工程学院1.训练题目：三相并网逆变器分析、设计与仿真2.训练目标：通过本课程的综合训练，掌握电力电子变换器及其控制系统的数学建模、性能分析、参数设计和基于PSIM软件的仿真验证，为后续毕业设计及未来工作与科研奠定一定的电气工程综合实践基础。
3.训练内容：三相并网逆变器的并网原理与数学模型，基于PI控制器的矢量控制策略及参数设计，三相SVPWM调制技术，三相软件PLL技术及参数设计，三相并网逆变器系统的PSIM仿真分析。
N4.训练要求：独立完成训练内容，正确分析工作原理，合理设计相关参数，正确搭建仿真模型，有效获得仿真结论，作业封面全班统一，文字图表布局整齐，采用A4纸张打印并装订。
一、新能源发电与并网技术新能源是指传统能源之外的各种形式能源，包括太阳能、风能、水能、地热能、生物质能和海洋能。
新能源发电是指某些中小型发电装置靠近用户侧安装，它既可以独立于公共电网直接为少量用户提供电能，也能直接接入配网，与公共电网一起为用户提供电能。
新能源发电主要包括：光伏发电系统、风力发电系统、燃料电池、水能发电系统、海洋能发电系统、地热能发电系统、生物质发电装置以及储能装置等。
根据用户及使用目的的不同，新能源发电可用于备用电站、电力调峰、冷热电联供以及边远地区的独立供电等多种用途。
中小容量燃气轮机发电、风力发电机组以及以直流电形式存在的太阳能光伏电池、燃料电池等分布式电源发出的电能无法直接供给交流负荷，须经一定的接口并网。
分布式发电并网接口方式分电力电子逆变器接口和常规旋转电机接口类，前者在体积、重量、变换效率、可靠性、电性能等方面均优于后者，目前主要装置是并网逆变器。
逆变器的拓扑结构是关键，关系到逆变器的效率和成本。
一方面新能源大规模并网要求电网不断提高适应性和安全稳定控制能力，主要体现在：电网调度需要统筹全网各类发电资源，使全网的功率供给与需求达到实时动态平衡，并满足安全运行标准；电网规划需要进行网架优化工作，通过确定合理的大规模新能源基地的网架结构和送端电源结构，实现新能源与常规能源的合理布局和优化配置；输电环节需要采用高压交／直流送出技术，提升电网的输送能力，降低输送功率损耗。
- 1、下载文档前请自行甄别文档内容的完整性，平台不提供额外的编辑、内容补充、找答案等附加服务。
- 2、"仅部分预览"的文档,不可在线预览部分如存在完整性等问题,可反馈申请退款(可完整预览的文档不适用该条件!)。
- 3、如文档侵犯您的权益，请联系客服反馈,我们会尽快为您处理(人工客服工作时间：9:00-18:30)。
三电平光伏并网逆变器共模电压SVPWM抑制策略研究
发布:2018-09-07 | 作者: | 来源: mahuaxiao | 查看:436次 | 用户关注：
摘要：本文提出了一种优化空间矢量脉宽调制方法来抑制光伏并网逆变器中产生的共模电压。
在分析共模电压产生机理的基础上，对通常SVPWM调制技术进行改进,调整了有效矢量的选择范围,并对开关次序进行优化。
该空间矢量合成算法克服了SPWM调制存在的母线电压利用率低，线性调制区小的问题。
仿真结果表明，该算法可以将共模电压幅值抑制到普通SVPWM算法的1/2，具有良好的有效性和实用性。
1引言目前,多电平变流器以其突出的优点在高压大
摘要：本文提出了一种优化空间矢量脉宽调制方法来抑制光伏并网逆变器中产生的共模电压。
在分析共模电压产生机理的基础上，对通常SVPWM调制技术进行改进, 调整了有效矢量的选择范围, 并对开关次序进行优化。
该空间矢量合成算法克服了SPWM调制存在的母线电压利用率低，线性调制区小的问题。
仿真结果表明，该算法可以将共模电压幅值抑制到普通SVPWM算法的1/2，具有良好的有效性和实用性。
1 引言
目前, 多电平变流器以其突出的优点在高压大功率变流器中得到了日益广泛的应用,它不仅能减少输出波形的谐波，也易于进行模块化设计[1, 2]。
二极管中点箝位式(NPC>三电平拓扑结构即是高压大功率变频器的主流拓扑结构之一[3] 。
然而在三电平变流器的应用中, 也出现了一些问题，特别是共模电压问题。
目前，变频器共模电压的抑制方法主要有两种：一是外加无源滤波器等，或有源滤波器[4-6]，这类方法会导致体积和成本显著增加，且不易应用于高压大容量场合；二是通过控制策略从源头减小共模电压，文献[7]、[8]提出一种SPWM消除共模电压的调制方法。
该方式是通过异相调制来消除开关共模电压,但是存在直流电压利用率低、线性调制区过小的问题。
针对SPWM调制的电压利用率低、不利于运用于各种调制比工况下的缺点，本文从三电平逆变器共模电压形成机理出发，提出了一种基于优化电压空间矢量(SVPWM>方法, 可有效抑制三电平逆变器输出共模电压。
并通过
Matlab/Simulink软件对该方法进行了仿真验证, 结果表明效果良好。
2 光伏三电平逆变器及其共模电压
本文研究的三电平光伏逆变器系统如图1所示。
其输入为光伏阵列的直流电压，逆变器主拓扑为NPC三电平结构。
设直流母线电压的幅值为Vdc,用开关状态字“1”,“0”和“-1”分别表示逆变器每相输出为+Vdc/2、0和-Vdc/2的三种状态,则三相三电平逆变器总共有27种不同的开关状态。
根据幅值和相位可以画出三电平逆变器的电压空间矢量图，具体如图2所示。
对于三电平逆变器而言, 必须保证输出电压的基波分量幅值与输出频率成一定的正比关系变化, 其共模电压的计算与它们的触发方式有关。
设Ua、Ub、Uc分别为逆变器的三相相电压。
根据三相三线制的对称性原理, 推得三相输出电压波形的共模电压为：
因而，对应三相三电平每一种开关序列的共模电压大小如表1所示。
表1 输出控制字与共模电压的关系
通常的空间矢量调制策略都会使用图2中所记载的19种有效矢量，以达到直流母线电压利用率高，输出谐波小。
但是会带来较大的输出共模电压，最高VCM幅值会达到了Vdc/3。
图3显示的是母线电压Vdc＝600V时，一种普通SVPWM产生的共模电压最大幅度达到了200V, 这样大的共模电压会对系统造成很大的不利影响。
图3 普通SVPWM下共模电压波形
3 抑制共模电压SVPWM原理
从表1中的27种状态可以看出, 对于可控的PWM输出波来讲, 其输出共模电压的幅值在0Vdc～Vdc/2之间变化。
欲减小共模电压，应尽量不使3个输出
端与同一“+”极性端或“-”极性端连接, 避免2个端子一起接到“+”极性端或“-”极性端，而另一个端子接到直流中性点, 如使用表中D类的7个状态字, 此时逆变器的输出共模电压为0，但不能只选用Ｄ类矢量，因为那样虽能很好
的抑制共模干扰，但却因为少的合成矢量会造成参考电压过渡不平滑，使得逆
变器输出线线间电压波形变差，因此需要均衡考虑共模差模问题。
本文所研究
的SVPWM算法中，就是选择合理输出共模电压较小的矢量来合成参考电压矢量。
由表1可见(111,-1-1-1>，(110,101,011, 0-1-1,-10-1,-1-10>八个开关状态
造成了很大的共模干扰，因此，本研究就避开这八个开关状态(即图2中方框中的矢量>，这样就能从源头上降低逆变器的共模输出电压。
本文具体采用CDE三类矢量，这样，理论上即可以把逆变器输出共模电压
幅值降为Vdc/6。
然而可用矢量的减少使得无法采用传统的七段式脉冲触发序列，因此，本策略采用五段式脉冲触发序列。
基于以上分析，可依据下列步骤实现SVPWM算法：
① 确定当前矢量的幅值和角度；
② 判断参考矢量所处的扇区及区域；
③ 确定构成该矢量的实际开关矢量；
④ 确定开关矢量的作用时间及工作顺序。
具体矢量计算方法见文献[3]，本文以图4Ⅰ扇区F区为例，在F区中各矢
量持续时间为：
式2中：ta，tb，tc分别表示矢量V1、V8、V7在一个PWM周期内的持续
时间；；A为输出电压调制比；Ts为开关周期。
开关变换次序为(100，10-1，
1-1-1，10-1，100>，考虑共模电压抑制后的输出矢量时序如图5所示。
对于该扇区的其它小三角形，按照以上过程，确定矢量作用顺序，计算三角形顶点开
关矢量作用时间。
同理，可以计算出其他扇区内各三角形顶点开关矢量作用时间。
4 仿真验证和分析
根据三电平NPC逆变器数学模型和控制策略，验证本文提出的三电平空间矢量调制算法及其共模电压抑制策略的有效性，针对三相电网负载进行了仿真研究，使用的是MATLAB7.0。
以Simulink为平台，SimPower System工具箱为辅助。
考虑到用最短的时间得到结论，模块中的控制算法用基于解释的S文件实现。
三电平五段法在每个采样周期内有一相开关不动作，比三电平七段法减少了每个采样周期内开关次数，从而减小了开关损耗，提高了效率。
由于在一个开关周期内开关次数减少了，逆变输出电压(电流>的THD有所增大，这就对控制器参数和输出滤波器的设计有了更高的要求。
图6为NPC三电平逆变器的总体结构框图，其中Three-level Bridge为NPC逆变器主拓扑，Three-phase V-I Measurement为主测量模块，SVPWM模块负责产生PWM波。
图6 NPC三电平仿真模型
仿真参数和实验波形如下：电网参数：Em=200V，f=50Hz；滤波电感：
LS=1.28mH。
直流母线电压Vdc=600V。
开关频率fS=10kHz，采样频率fN=10kHz。
图7至图10为仿真实验结果波形图。
对三相输出的相电压和线电压的频谱进行分析，线电压的THD为1.25%，经输出电感滤波后得到正弦波幅值为311.4V, THD下降到0.27％，如图8所示。
相电压的THD为23.96%，主要表现为3次谐波，与普通SVPWM/控制策略下输出相电压(图9>相比较可知，谐波含量还略有
下降。
图10为采用优化SVPWM 算法后的共模电压仿真波形。
从图中可以明显看出，该方法可将共模电压完全抑制到直流电压的1/6，为100V。
图10 输出共模电压波形
5 结束语
本文提出了一种简略矢量选择的SVPWM 方法，通过特定的矢量合成算法，
将共模电压抑制到其直流母线电压的1/6。
分析和仿真表明, 该方法可以将共
模电压幅值抑制到普通SVPWM算法的1/2，即Vdc/6，克服了目前一些SPWM方
法的缺陷。
此外, 本方法用软件实现, 无需增加硬件成本, 不仅对其它领域三
电平逆变器控制设计有良好参考意义，也具有广阔的应用价值。
申明：
所有资料为本人收集整理，仅限个人学习使用，勿做商业用途。