永磁同步电机的基本知识和结构

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第一章永磁同步电机的原理及结构
1.1永磁同步电机的基本工作原理
永磁同步电机的原理如下在电动机的定子绕组中通入三相
电流，在通入电流后就会在电动机的定子绕组中形成旋转磁场，由于在转子上安装了永磁体，永磁体的磁极是固定的，根据磁
极的同性相吸异性相斥的原理，在定子中产生的旋转磁场会带
动转子进行旋转，最终达到转子的旋转速度与定子中产生的旋
转磁极的转速相等，所以可以把永磁同步电机的起动过程看成
是由异步启动阶段和牵入同步阶段组成的。

在异步启动的研究
阶段中，电动机的转速是从零开始逐渐增大的，造成上诉的主
要原因是其在异步转矩、永磁发电制动转矩、
矩起的磁阻转矩和单轴转由转子磁路不对称而引等一系列的因素共同作用
下而引起的，所以在这个过程中转速是振荡着上升的。

在起动
过程中，质的转矩，只有异步转矩是驱动性电动机就是以这转矩来得以加
速的，其他的转矩大部分以制动性质为主。

在电动机的速度由
零增加到接近定子的磁场旋转转速时，在永磁体脉振转矩的影
响下永磁同步电机的转速有可能会超过同步转速，而出现转速
的超调现象。

但经过一段时间的转速振荡后，最终在同步转矩
的作用下而被牵入同步。

1.2永磁同步电机的结构
永磁同步电机主要是由转子、端盖、及定子等各部件组成的。

一般来说，永磁同步电机的最大的特点是它的定子结构与普通
的感应电机的结构非常非常的相似，主要是区别于转子的独特
的结构与其它电机形成了差别。

和常用的异步电机的最大不同
则是转子的独特的结构，在转子上放有高质量的永磁体磁极。

由于在转子上安放永磁体的位置有很多选择，所以永磁同步电
机通常会被分为三大类：内嵌式、面贴式以及插入式，如图1.1
所示。

永磁同步电机的运行性能是最受关注的，影响其性能的
因素有很多，但是最主要的则是永磁同步电机的结构。

就面贴
式、插入式和嵌入式而言，各种结构都各有其各自的优点。

图1-1
面贴式的永磁同步电机在工业上是应用最广泛的，其最主要的原因是其拥有很多其他形式电机无法比拟的优点，例如其制造方便，转动惯性比较小以及结构很简单等。

并且这种类型的永磁同步电机更加容易被设计师来进行对其的优化设计，其中最主要的方法是设计成近似正弦的分布
把气隙磁链的分布结构，将其分布结构改成正弦分布后能够带来很多的优势，例如能减小磁场的谐波以及应用以上的方法能够很好的
它所带来的负面效应，
改善电机的运行性能。

插入式结构的电机之所以能够跟面贴式的电机相比较有很大的改善是因为它充分的利用了它设计出的磁链的结构有着不对称性所生成的独特的磁阻转矩能大大的提高了电机的功率密度，并且在也能很方便的制造出来，所以永磁同步电机的这种结构被比较多的应用于在传动系统中，但是其缺点也是很突出的，例如制作成本和漏磁系数与面贴式的相比较都要大的多。

嵌入式的永磁同步电机中的永磁体是被安置在转子的内部，相比较而言其结构虽然比较复杂，但却有几个很明显的优点是毋庸置疑的，因为有以
高气隙的磁通密度，所很明显的它跟面贴式的电机相比较就会产生很大的转矩；因为在转子永磁体的安装方式是选择嵌入式的，所以永磁体在被去磁后所带来的一系列的危险的可能性就会很小，因此电机能够在更高的旋转速度下运行但是并不需要考虑转子中永磁体是否会因为离心力过大而被破坏。

为了体现永磁同步电机的优越性能，与传统异步电机来进行比较，永磁同步电机特别是最常用的稀土式的永磁同步电机具有结构简单，运行可靠性很高；体积非常的小，质量特别的轻；损耗也相对较少，效率也比较高；电机的形状以及大小可以灵活多样的变化等比较明显的优点。

正是因为其拥有这么多的优势所以其应用范围非常的广泛，几乎遍及航空航天、国防、工农业的生产和日常生活等的各个领域。

永磁同步电动机与感应电动机相比，可以考虑不输入无功励磁电流，因此可以非常明显的提高其功率因素，进而减少了定子上的电流以及定子上电阻的损耗，而且在稳定运行的时候没有转子电阻上的损耗，进而可以因总损耗的降低而减小风扇（小容量的电机甚至可以不用风扇）以及相应的风磨损耗，从而与同规格的感应电动机相比较其效率可以提高2-8个百分点。

1.3永磁同步电机的数学特性
先对永磁同步电机的转速进行研究，在分析定子和转子的磁动势间的转速关系时，n 假定转子的转速为min,/r 所以转子的磁动势相应的转速也为 n r/min ，所以定子的电流相应的频率是f=60pn ,因为定子旋转的磁动势的旋转速度是由定子上的电流产生的，所以应为
n pn p p f ===60
6060n 1 (1.1)
可以看出转子的旋转速度是与定子的磁动势的转速相等的。

对于永磁同步电机的电压特性研究，可以利用电动机的惯例来直接写出它的电动势平衡方程式
q
q d d x I j x I ••••++=j E U 0 （1.2）
对于永磁同步电机的功率而言，同样根据发电机的惯例能够得到永磁同步电机的电磁功率为
δδ2sin 112sin P 20⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛-+=d q d M x x U m x UE m （1.3）
对于永磁同步电机的转矩而言，在恒定的转速下1Ω ，转
矩和功率是成正比的，所以可以得到以下公式
δδ2sin 112sin T 12101⎪⎪⎭
⎫ ⎝⎛-Ω+Ω=Ω=d q d M x x mU x mUE P （1.4）
第二章永磁同步电机物理模型开环仿真
2.1永磁同步电机模块及仿真
下面对永磁同步电机物理模型的开环进行仿真，在仿真之前先介绍各个单元模块，以便于对模型进行更好的仿真。

2.1.1物理单元模块
逆变器单元，逆变是和整流相对应的，它的主要功能是把直流电转变成交流电。

逆变可以被分为两类，包括有源逆变以及无源逆变。

其中有源逆变的定义为当交流侧连接电网时，称之为有源逆变；当负载直接与交流侧相连时，称之为无源逆变。

以图2-1的单相桥式逆变电路的例子来说明逆变器的工作原理。

图2-1逆变电路
图2-1中S1-S4为桥式电路的4个臂，它们是由电力电子器件及其辅助电路组成的。

当开关S1、S4闭合，S2、S3
为正；当S1、S4断开，S2、S3闭合时，断开时，负载电压u
u
为负，其波形如图2-2所示。

图2-2逆变电路波形
通过这个方法，就可以把直流电转变成交流电，只要改变两组开关相应的切换频率，就可以改变交流电的输出频率。

这就是逆变器的工作原理。

当负载是电阻时，负载电流i
0和电压u
的波形是相同的，
相位也相同。

当负载是阻感时，i
0的基波相位滞后于u
的基波，
两者波形的形状也不同，图2-2给出的是阻感负载时的i
的波
形。

设t
1时刻断开S1、S4，同时合上S2、S3，则u
的极性立
刻变为负的。

但是，正是因为负载中存在着电感，其中的电流极性仍将维持原来的方向而不能立刻改变。

这时负载电流会从直流电源负极而流出，经过S2、负载和S3再流回正极，负载电感中储存的能量会向直流电源发出反馈信号，负载电流要逐
渐减小，到t
2时刻降到零，之后i
才开始并反向增大。

S2、S3
断开，S1、S4闭合时的情况类似。

上面是S1-S4均为理想开关时的分析，实际电路的工作过程要比这更复杂一些。

逆变电路根据直流侧电源性质的不同可以被分为两种：直流侧为电压源的称为电压型逆变电路；直流侧为电流源的称为电流型逆变电路。

它们也分别被称为电压源逆变电路和电流源逆变电路。

三相电压型逆变电路是由三个单相逆变电路而组成的。

在三相逆变电路中三相桥式逆变电路应用的最为广泛。

如图2-3所示的三相电压型桥式逆变电路IGBT
是采用作为开关器件的，因此可以很明显的看出它是由三个半桥逆变电路组成的。

N
图2-3三相电压型桥式逆变电路
如图2-3所示的电路的直流侧一般只用一个电容器就可以了，但是为了方便分析，画出了串联的两个电容器并且标出假想的中点N，。

单相半桥和全桥逆变电路是具有很多相似点的，三相电压型桥式逆变电路也是以180度的导电方式作为其基本的工作方式，同一半桥上下两个臂交替着导电，每相之间开始导电的角度以120度相错开。

这样在任何时候，将会有三个桥臂同时导通。

也可能是上面一个下面两个，也可能是上面两个下面一个同时导通。

它之所以被称为纵向换流是因为每次换流都是在同一相上的两个桥臂之间互换进行。

逆变器的参数设置如图2-4所示
图2-4逆变器模块参数设置六路脉冲触发器模块，如图2-5所示
图2-5六路脉冲触发器模块
同步六路脉冲发生器模块可用于很多领域。

六路脉冲触发器的主要部分是六个晶闸管。

该模块的输出是一个六脉冲单独同步的六晶闸管电压矢量。

下面的图表显示了一个0度的α角的六路脉冲。

如图2-6所示
图2-6六路脉冲触发器输出的脉冲
aipha_deg
输入一个 发射信号，以度的形式。

该输入可以连接到一个恒定的模块或者它可以连接到控制系统来控制发电机的脉冲AB、BC、CA
为输入的ABC三相的线电压
Freq
频率的输入端口，这种输入应该连接到包含在赫兹的基本频率，恒定的模块。

Block
六路脉冲触发器的参数设置如图2-7所示
图2-7六路脉冲触发器参数设置2.1.2永磁同步电机模型仿真结果
图2-8整体开环仿真框图
本文在基于Matlab下建立了永磁同步电机的开环电机模型的仿真。

PMSM的参数设定为：电机的额定电压为220V，额定电流为3A，额定机械转速为3000 rpm,极对数为2，电磁输出功率为900W,定子阻抗为4.3Ω，直轴感抗为0.027H,交轴感抗为0.067H，漏磁通λf为0.272wb，转动惯量J为0.00179kgm2,粘滞摩擦系数B为0。

得到的仿真结果图如图2-9所示
图2-9电机转速曲线
从图中的曲线可以看出，电机转速给定值为3000N（pm），从电机起动开始，速度逐渐上升，达到给定值需要的时间比较长，换句话说就是电机的响应时间较长，而且在达到稳定值附近时的转速波动也比较大，可能是因为永磁同步电机的内部结构很复杂，也可能是跟电机没有任何控制有关，希望在搭建了速度转矩双闭环控制后的转速的响应时间能缩短，达到给定值附近时的上下波动能减小
转矩的结果如图2-10所示
图2-10永磁同步电机转矩曲线
从图中可以看出，在永磁同步电机起动后转矩的值在零的附近波动，波动范围还是比较大，产生波动的主要原因还是电机复杂的内部结构，以及在没有任何控制的情况下才出现的，希望在搭建成速度转矩双闭环控制下可以使其波动的范围减小，无限的接近于零。

电流的仿真结果如图2-11所示
图2-11永磁同步电机电流曲线
对于永磁同步电机开环物理模型仿真的电流，电流在电机开始运行时电流会在短时间内上升并振荡，但很快就接近与零值并且在零值附近波动。

第三章 永磁同步电机双闭环仿真
3.1永磁同步电机双闭环仿真模型
在MATLAB 下的SIMULINK 环境中，利用其中的各种模块，建立了永磁同步电机双闭环控制系统仿真模型。

该系统是由PI 控制器构成的速度环和滞环电流控制器建立的电流环共同控制的双闭环控制系统。

通过给定转速与实际转速的比较产生的误差，将产生的误差信号送入PI 控制器，再由PI 控制器送达转速控制模块。

并通过坐标变换产生的参考电流，与PMSM 输出的实际电流相比较，再通过桥路逆变器产生输入PMSM 的三相电压，经过坐标变换后直接输入到PMSM 本体控制其运行。

最终达到在利用双闭环控制系统的控制下能够实现实际转速与期望转速相一致的目的。

根据模块化的思想，我们可以将系统的整体结构划分为以下几个主要部分：
电机本体模块，PMSM 转速控制模块，转矩控制模块，坐标变换模块，电流控制模块，电压逆变模块。

3.1.1 PMSM 本体模块
在整个仿真过程中，电机本体模块是其中最重要的模块之一。

根据公式可得到永磁同步电机的机械转速以及电子转速公式：
t L d J B T m
⎰⎪⎪⎭
⎫
⎝
⎛--=ωωe m
T
(3.1) 而
⎪
⎭
⎫
⎝⎛=2P m r ωω（P 为极对数）
(3.2) ‘
则可以建立如下的电机本体模块，如图3-2所示：
图3-1 PMSM 电机本体模块
3.1.2转速控制模块
转速控制模块是由比例积分控制器根据比例积分控制原理建立的，如图3-3所示的比例积分PI 控制模块。

在本体模块中取的比例积分为0.5，积分增益为0.01，定子电流输出的限幅为[-5,5]。

图3-2 PI 控制模块
3.1.3转矩控制模块
本次仿真是以常量转矩控制为转速控制的方式，即当实际
转速小于额定的转速时，取交轴期望电流*q i 与提供的定子电流
*
s I 相等，而直轴的期望电流*d i 大小为0，角α=90ο。

则
q f i P λ⎪⎭
⎫
⎝⎛=223T e
(3.3)
由此可以看出转矩与电机交轴电流之间存在一定的线性关系。

在仿真过程中是由程序实现的，转矩控制模块也是根据以上的原理建立的。

3.1.4坐标变换模块
在仿真中，主要有4个坐标变换的模块：两相旋转坐标系向两相静止坐标系变换（d —q 到 α—β），两相静止的坐标系向三相坐标是变换（βα— 到abc ），以及三相坐标系向两相静止坐标系变换（abc 到 βα—），两相静止坐标系向两相旋转坐标变换（βα— 到 d —q ）,同类变换的电压和电流变换式相同。

相应的坐标变换公式如下所示：
两相旋转坐标系向静止坐标系变换： θ
θαsin cos i q d i i -=
(3.4)
θθβcos sin q d i i i +=
（3.5）
两相静止坐标系向三相坐标系变换： αi i i a
+=0
(3.6)
()
βαi i i i b 321
0--=
(3.7)
(
)βαi i i c
32
1
i 0+-=
（3.8）
相应的反变换为：
()⎥⎦
⎤
⎢⎣⎡+-=c b a i i i i 2132α (3.9)
()3c b i i i -=
β
（3.10）
θθβαsin cos i i i d
+=
(3.11)
θ
θβαcos sin i i i q +-=
（3.12）
根据坐标变化公式（—）可以建立如图3-3、图3-4、
图3-5、图3-6的坐标变换模块。

3-3图 坐标变换到βα--q d
图3—4 α－β到abc 坐标变换
图3—5abc到α－β坐标变换
图3—6 α－β到d－q坐标变换
3.1.5电流控制模块
对于电流控制方式而言，采用的是滞环控制。

首先确定一个期望值，根据滞环的带快要在期望值的两侧来确定一个范围，
当实际输出电流达到滞环宽度以上的时候，就会输出高值信号，从而达到对输出电流调节的目的。

滞环控制器的模块是根据滞环控制原理搭建的，如图3-7所示。

在图3-7中首先将实际电流与期望电流进行比较后产生误差，再经过滞环控制器后产生三相电压信号。

然后经过数据逻辑非运算器器件和类型变换装置产生IGBT桥路6个IGBT管的门极脉冲信号。

因同一相上的桥臂的管子触发脉冲是相反的，所以只要在原来的三相脉冲信号上加上逻辑非即可构成相应的6路脉冲触发信号，控制各个IGBT管的导通以及关闭。

在本次仿真中，滞环的宽度设为0.1当期望电流与实际电流的误差不小于滞环带的宽度时，滞环控制器即开通，输出值为1，当误差小于滞环宽度的负值时，滞环控制器即关断，输出
图3—7 滞环控制器结构
3.1.6电压逆变器模块
电压源逆变器如图3-8所示，根据3.1.5小结小节中我们研究的电流控制器，它能够产生出IGBT的门极信号，并且通过
这个信号来控制每个IGBT 管的导通以及关断。

由直流电源产生的三相电流与三相实际电流值同时作用在负载上，根据误差的大小来产生输入到PMSM 的三相电压Vabc ，通过这个产生出来的三相电压来调节PMSM 的实际转速也能同时调节交直轴的电流，最终达到实际值与期望值相等的目的。

这个逆变桥的IGBT 管是选用的IRGIB10B60KD1。

为了得到相对更好的电流波形，要在IGBT 桥路三相电流输出端加上一个滤波器，右边的负载电阻全取为1 ，直流电压为20V ，左下角独立的部分是IGBT 桥路中流经IGBT 管的电流以及电压的测量装置，可通过它得到流经每个IGBT 管的电压和电流，要想得到IGBT 管上的损耗功率只需将同一个IGBT 管的电压电流和电压相乘即可，要想得到在一段时间内单个IGBT 管上的消耗功率的总和，可以在功率输出端放上一个积分器输出值即可得到。

Is
3Vabc 2Iabc out 1VM6
v +-
VM5
v +
-
VM4
v +-Scope 3
Scope 2
Scope 1
R6
R5
R4
R3
R2
R1
Product 1
PWM IGBT Inverter
g A B
C
+
-Multimeter
4LC Filter
A B C
A B C
Iabc 1
speed 1DC
CM4
i +
-
CM3
i +
-
CM2i +
-
CM1i +
-
CCS2
s -+
CCS1
s -+
CCS
s -+
gate signal
2Iabc
1图3—8 电压逆变器结构
3.2 仿真结果
图3-9 整体仿真框图
本文基于MATLAB中的SIMULINK建立出了永磁同步电机的双闭环控制系统的电机模型，这是一种新的电压变换结构及电流控制方法，以此方法为基础对此双闭环模型进行了实际的仿真。

PMSM的参数设定如下：电机的额定电压为220V，额定电流为3A，额定机械转速为1700rpm，极对数为2，电磁输出功率为900W，定子阻抗4.3Ω，直轴感抗为0.027H，交轴感抗0.067H。

漏磁通
λ为0.272wb，转动惯量J为
f
0.00179kg2m,粘滞摩擦系数B为0.
本次仿真就是为了验证所设计的PMSM双闭环控制系统的仿真模型的静、动态性能是否得到改善，是否达到预想的结果以及系统空载启动的性能是否良好它的优越性能否体现出来，系统先是在空载情况下启动，在t=0.4s时突加负载2Nm，可以得到系统转速、转矩、直轴交轴电流以及A相电流的仿真曲线。

给定参考转速为200rad/s，滞环宽度取为0.1。

图3-10 永磁同步电机双闭环控制转速
图3.11 永磁同步电机双闭环控制转矩
图3.12 永磁同步电机双闭环
i电流曲线
q
图3.13 永磁同步电机双闭环
i电流曲线
d
图3.14 永磁同步电机双闭环i电流曲线
通过上面的仿真图可以很明显的看出：在给定的参考转速不变的情况下，系统从接收到信号到能够响应需要的时间很短并且上下的波动不是很大总体来看还是很平稳的，在起动阶段系统是保持转速恒定的，并且在空载稳定速度下运行时，不考虑
系统的摩擦转矩，因此此时的电磁转矩的平均值为零，交轴和直轴电流以及相电流的平均值也接近为零。

在突然加上负载后，转速发生了突然的下降，但是又能比较快的恢复到稳定的状态，稳态运行时转速没有静差，但突然加上负载后，电磁转矩就会略有增大，这是由于开关的频繁切换所造成的。

稳态时，电磁转矩等于负载转矩，直轴电流的平均值为零，交轴电流均值增大，相电流为正弦波形，这很符合永磁同步电机的特性。

仿真结果表明电机的动静态性能比较好，得到仿真之前预期的目的，说明建模仿真的方法是比较理想的，是正确的。

第四章永磁同步电机开环和双闭环仿真比较通过第二章的研究和分析，可以看出永磁同步电机在开环的运行形式下，得到的转矩、电流、转速的波形跟我们想要的效果有很大的差距，其中会出现从起动开始，达到稳定的时间比较长，而且到达稳定时的效果也比较差，波形很明显。

这主要是由于开环运行的条件下系统普遍存在的问题较多
（1）在开环系统中，各种参数间相互之间影响并且互相制约着，所以很难再对调节器的参数进行更好的调整，因而系统的动态性能的缺陷很明显，在这种情况下不是很理想。

（2）任何扰动在转速出现偏差后也无法调整，因而转速动态降落较大。

相对开环来讲在第三章研究的永磁同步电机的双闭环控制
系统就对电机调节的优势就很明显，如仿真结果表明：对永磁同步电机双闭环控制系统的仿真结果进行波形分析，可以很清楚的看到其的合理性，并且系统能够在非常平稳的状态下运行，跟开环控制系统相比较而言它具有较好的静、动态特性，能够达到我们所期望的目的。

所以我们可以得出以下结论，采用该PMSM双闭环控制系统模型仿真，可以非常便捷地观察出它和开环情况下永磁同步电机相比较的优越性，实现同时也能很准确的验证其算法是否合理，只需要对其中一部分的功能模块进行替换或者是合理的适当的修改，就能够实现对控制策略的更换或改进，不仅可以间断对方案的设计周期进行控制，而且还能快速验证所设计的控制算法是否正确是否合理，更优越的地方是能够充分地利用计算机仿真的优越性。

通过修改系统的参数变量或人为的加入不同扰动因素来考察在各种不同的试验条件下电机系统的动、静态性能，或者是模拟相同的试验条件，通过各种参数或者不同的波形来比较不同的控制策略的优势和劣势，为分析和设计不同的永磁同步电机控制系统提供了更为有效的手段和工具，也给为了实际电机控制系统的设计以及调试提供了新的思路。

在双闭环系统中应用到了直接转矩控制原理。

直接转矩控制是近几年来继矢量控制技术之后发展起来的一种具有高性能的一种新型的交流变频调速技术。

1985年由德国鲁尔大学Depenbrock教授第一次提出了基于六边形磁链的直接转矩控制理论[1]，1986年日本学者Takahashi提出了基于圆形磁链的直接转矩控制理论[2]，紧接着1987年在弱磁调速范围为涉及到了它。

不同于矢量控制技术，直接转矩控制自己的特点是很突出的。

在矢量控制中遇到的计算复杂、特性易受电动机的参数变化所影响、实际性能很难达到理论分析结果等问题在直接转矩控制中得到了很大程度的改善。

直接转矩控制技术一诞生，它就以自己新颖的控制思路，简洁明了的系统结构，良好的静、动态性能而受到了人们普遍的注意，因而得到迅速的发展。

目前该技术已成功的应用到了电力机车的牵引以及提升机等大功
率交流传动上。

ABB公司已将直接转矩控制的变频器投放到了市场上。

直接转矩控制的思想是想要直接控制电机的电磁转矩要来控制定子的磁链的方法，不像矢量控制那样，要通过电流来控制它的电磁转矩，而是在定子坐标系下观测电机的定子磁链和电磁转矩，并将磁链、转矩的观测值拿来与参考值经两个滞环比较强后得到的磁链、转矩控制信号，综合考虑定子磁链的位置，要有开关选择适当的电压空间矢量，控制定子磁链的走向，从而来控制转矩[13]。

和矢量控制相比较，它的优点在于它抛开了矢量控制中的复杂的思想，直接对电机的磁链和转矩进行控制，并用定子的磁链方向来代替转子磁链的方向，从而避开了电机中不易确定的参数[3]。

通过本次的毕业设计，使我把从课本里学到的东西以及课本以外的知识联系在了一起，在本次的毕业设计中我从最基本的对永磁同步电机的基本结构、工作原理等开始研究，通过查阅大量的书籍资料，使我获得了在本课题之外的很多知识，在此期间虽然遇到了很多的问题，但是对于我来说这是一种动力，能够促使我更多的学习相关的知识，使我对永磁同步电机才能有更深入的了解，在做毕业设计的过程中才能得心应手。

做毕业设计的过程中以永磁同步电机的开环仿真作为基础，最终搭建出对永磁同步电机的双闭环控制，使其发挥出其最好的性能，并与其开环时的电机性能进行对比，观察出双闭环控制系统对电机有效控制，达到我们预期和想要的目的。

现代的社会中，电力电子技术、微电子技术、以及电机控制理论等都迅速的发展起来，正是因为以上的发展，才使得永磁同步电机能够更好的被深入研究，以及最终达到广泛的应用。

虽然本次毕业设计对永磁同步电机的性能做出了一些改善，得到了一些有意义的成果，但是由于本人的能力有限，还需要进一步的学习和研究。

比如关于永磁同步电机的一系列难题，以及它的局限性，都是需要得到更多的学者来进行研究，最后希望永磁同步电机有个更好的明天。