有源钳位正激原理与设计实例
有源钳位正激电路的分析设计
有源箝位正激变换器电路分析设计1.引言有隔离变换器的DC/DC变换器按照铁芯磁化方式，可分为双端变换器和单端变换器。
和双端变换器比较，单端变换器线路简单、无功率管共导通问题、也不存在高频变换器单向偏磁和瞬间饱和问题，但由于高频变换器工作在磁滞回线一侧，利用率低。
因此，它只适用于中小功率输出场合。
单端正激变换器是一个隔离开关变换器，隔离型变换器的一个根本特点是有一个用于隔离的高频变压器，所以可以用于高电压的场合。
由于引入了高频变压器极大的增加了变换器的种类，丰富了变换器的功能，也有效的扩大了变换器的使用范围。
单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。
在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。
当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。
所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。
而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；dv/dt和di/dt大等。
为了克服这些缺陷，提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了dv/dt和di/dt，改善了电磁兼容性。
因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。
本文主要介绍Flyback 型有源箝位正激变换器的稳态工作原理与电路设计。
2. 有源箝位正激变换器电路的介绍有源箝位正激变换器由有源箝位支路和功率输出电路组成。
有源箝位支路由箝位开关和箝位电容串联组成，并联在主开关或变压器原边绕组两端。
利用箝位电容及开关管的输出电容与变压器绕组的激磁电感谐振创造主开关和箝位开关的Z VS工作条件，并在主开关关断期间，利用箝位电容的电压限制主开关两端的电压基本保持不变，从而避免了主开关过大的电压应力；另一方面，在正激变换器中采用有源箝位技术还可实现变压器铁芯的自动磁复位，并可以使激磁电流沿正负两个方向流动，使其工作在双向对称磁化状态，提高了铁芯的利用率。
有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法
有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法刘耀平(深圳华德电子有限公司，广东深圳518066）摘要：零电压软开关有源钳位正激变换器拓扑非常适合中小功率开关电源的设计。
增加变压器励磁电流或应用磁饱和电感均能实现零电压软开关工作模式。
基于对零电压软开关有源钳位正激变换器拓扑的理论分析，提出了一套实用的优化设计方法。
实验结果验证了理论分析和设计方法。
关键词：有源钳位；正激变换器；零电压软开关1引言单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。
在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。
当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。
所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。
而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；d v/d t和d i/d t大，EMI问题难以处理。
为了克服这些缺陷，文献[1][2][3]提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上改变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了d v/d t和d i/d t，改善了电磁兼容性。
因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。
然而，有源钳位正激变换器并非完美无缺，零电压软开关特性也并非总能实现。
因而，在工业应用中，对该电路进行优化设计显得尤为重要。
本文针对有源钳位正激变换器拓扑，进行了详细的理论分析，指出了该电路的局限性，并给出了一种优化设计方法。
2正激有源钳位变换器的工作原理如图1所示，有源钳位正激变换器拓扑与传统的单端正激变换器拓扑基本相同，只是增加了辅助开关S a（带反并二极管）和储能电容C s，以及谐振电容C ds1、C ds2，且略去了传统正激变换器的磁恢复电路。
有源钳位正激原理与设计实例
有源钳位正激原理与设计实例
有源钳位正激原理与设计实例
单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。
但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和。
传统的磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD 箝位技术。
这三种复位技术虽然都有一定的优点，但是同时也存在一些缺陷。
（1）第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网。
它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较复杂；变压器磁芯不是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大。
（2）RCD箝位技术采用RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单，成本低廉。
它存在的缺点是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。
（3）LCD箝位技术采用无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网，效率较高。
有源钳位正激原理与设计实例。
有源钳位正激钳位电容工作原理
有源钳位正激钳位电容工作原理
有源钳位正激钳位电容是一种特殊的电容工作原理，它通过不断变化电路的工作状态来实现电容的正激。
下面是具体的工作原理：
1. 初始状态：在没有外部信号时，有源钳位正激钳位电容内部的电路处于关闭状态，电容两端电压为0。
2. 正激开始：当外部信号输入时，根据信号的变化，电容两端会产生相应的电压变化。
这个过程中，有源钳位正激钳位电容内部的电路会根据电压变化自动切换工作状态，以实现电容的正激。
3. 工作状态切换：根据输入信号的正负变化，有源钳位正激钳位电容会通过内部的开关电路，选择性地切换工作状态。
具体来说，当输入信号为正时，有源钳位正激钳位电容会选择性地将电容与电源相连，使其被正激。
反之，当输入信号为负时，有源钳位正激钳位电容会选择性地将电容与地相连，使其被反激。
4. 反激和正激：在工作状态切换的过程中，根据输入信号的变化，有源钳位正激钳位电容会不断地进行反激和正激。
这样，电容两端的电压就能随着输入信号的变化而正常响应。
总结起来，有源钳位正激钳位电容通过内部的开关电路，根据输入信号的变化，选择性地切换工作状态，从而实现电容的正
激。
这种工作原理使得有源钳位正激钳位电容能够有效地响应输入信号的变化，并将其转化为电压输出。
有源钳位DC／DC正激变换器硬件电路及参数的设计
有源钳位DC／DC正激变换器硬件电路及参数的设计摘要：开关稳压电源取代晶体管线性稳压电源已有30多年历史。
最初的开关电源一问世其电能转换效率就已经达到了60%-70%，转换效率可达到线性电源的一倍。
因此开关电源引起了人们的广泛关注。
随着社会进步，开关电源应用越来越广泛，对开关电源也提出新的要求。
开关电源要小型轻量，包括磁性元件和电容的体积重量要小。
此外要求开关电源效率要更高，性能更好，可靠性更高等。
DC-DC变换器是开关电源的主要组成部分，它是电能转换的核心，涉及到体积，转换效率等各方面的要求。
本文主要介绍有源钳位单端正激式DC/DC变换器的设计方法。
关键词：DC-DC变换器；有源钳位；设计；输入电压为28.5±5V，输出电压为12V，输出功率为50W。
一、占空比的设计当主开关管Q1开通时，变压器原方绕组所承受的电压为，Q1截止时，原方绕组承受的反向电压为钳位电容上的电压。
假设足够大，则在Q1截止期间，可以认为保持不变，则根据伏-秒积平衡可以得到：（5-1）则不难得到：（5-2）当主开关管Q1关断时，漏源电压应力为：（5-3）综合式（5-1）、（5-2）、（5-3）式可得（5-4）在相同的N、下，当输入电源电压增大时，占空比D减小。
从式（5-4）可以看出，当D变化时，开关管电压应力也随之变化。
当D=0.5左右变化时，的值变化不大，也就是说，当输入电压变化比较大时，开关管电压应力变化不大，因此有源钳位正激变换器特别适用于宽输入电源电压场合。
一般D最大可以取到0.75左右。
在设计开关电源时，应该合理选择占空比，使得当输入电压为最大和最小值，开关管的电压应力相等。
由式（4-4）可得：，（5-5）由式（5-2）可知，欲使得输入最大电压和最小电压时开关管电压应力相等，则须满足以下条件：（5-6）则可以算得=0.412，=0.588，N=1.15为了便于高频变压器的制作，取N=1，则根据式（4-4）可以得到：=0.358，=0.511二、主开关管的选择选择MOSFET的原则是：MOSFET的额定电压和电流值不小于变换器中MOSFET所承受的最大电压和最大电流，一般应该为两倍。
有源钳位正激电源变换器的工作原理及优势
有源钳位正激电源变换器的工作原理及优势有源箝位正激电源变换器的工作原理及优势— Bob Bell, 美国国家半导体公司电源应用工程师对设计人员来说，有源箝位正激变换器有很多优点，现在正得到广泛应用。
采用正激结构的电源变换器是高效率、大功率应用（50W 至 500 W范围）的出色选择。
虽然正激结构的普及有各种各样的原因，但设计者主要青睐的是它的简捷、性能和效率。
正激变换器来源于降压结构。
两者之间的主要区别是：正激结构变压器的输入地和输出地之间是绝缘的，另外它还有降压或升压功能。
正激结构中的变压器不会象在对称结构（如推挽、半桥和全桥）中那样，在每个开关周期内进行自复位。
正激功率变换器中使用了一些不同的复位机制，它们各有自己的优点和挑战。
对设计者而言，有源箝位正激变换器具有诸多的优点，因此现在这个拓扑被广泛应用。
图1：降压和前向拓扑结构图 1 显示了降压和正激转换器之间的相似之处。
注意两种变换功能的唯一区别是在正激变换功能中，匝数比(Ns/Np)这一名词所包含的内容。
Ns 和 Np 分别为次级匝数和初级匝数，均绕在变压器磁芯上。
图2 显示了一个变压器模型，其中包括与初级绕组并联的“励磁电感”（Lm）。
这个励磁电感可以在次级绕组开路状态下在初级端子处测量。
励磁电感中的电流与磁芯中的磁通密度成正比。
确定尺寸的某种磁芯只能支持到某个磁通密度，然后磁芯就会进入饱和。
当磁芯饱和时，电感量会急剧下降。
变压器模型中另外一个部分是与初级绕组串联的“漏感”（LL）。
漏感可以在次级绕组短路情况下在初级端子处测量。
这一名称表示杂散的初级电感，它不会耦合到次级。
图2 转换模式有源箝位电路的工作图3a 图3b图3c图 3a 到 3c 表示了有源箝位正激电源转换器的主要工作步骤。
在时刻t0 时，主功率开关（Q1）导通，在变压器初级施加一个VIN。
变压器次级绕组电压为VIN x Ns/Np。
此时的初级电流包括两个部分：来自输出电感的映射电流(IL x Ns/Np)；以及在激磁电感（Lm）中上升的电流。
有源箝位正激式电路的特点及其参数设计
Science &Technology Vision科技视界0引言在烟草工业电气设备中,各种电路板和模块上的大量集成电路,需要直流5V 电源供电,通常我们用高于5V 的直流电再通过DC-DC 三端稳压模块变换(一般压差为2V)得到稳定的5V 电源。
实验室用的电源电流一般只有5A,10A,且体积偏大,不适合安装。
有源钳位正激式拓扑电路适合中小功率开关电源的设计,而且结构简单,性能好,适合在烟草工业电气设备中使用。
1有源箝位正激式电路的特点图1有源箝位正激式模型电路有源钳位正激变换器拓扑与传统的单端正激变换器拓扑基本相同,只是增加了辅助开关Qc(带反并二极管)和储能电容Cc,且略去了传统正激变换器的磁恢复电路。
开关Q1和Qc 工作在互补状态。
为了防止开关Q1和Qc 共态导通,两开关的驱动信号间留有一定的死区时间。
采用有源箝位的正激变换器的特点是:变压器是双向对称磁化的,工作在B-H 回线的第一和第三象限,变压器得到了充分利用,因此占空比可以大于0.5,而且开关管的电压应力低,适合与输入电压范围比较宽的应用场合,箝位开关管是零电压开关的,励磁能量和漏感能量全部回馈到电网。
2参数设计2.1功率变压器的设计1)工作频率的设定开关频率的提高有助于开关电源的体积减小,重量减轻。
开关频率提高又增加了开关损耗和磁芯损耗。
本方案通初步确定工作频率和最大占空比如下:工作频率f=170kHz 最大占空比=75%2)根据设计输出功率选择磁芯P O =7.5×20=150(W)考虑有20%裕量和效率,取η=80%,则150×1.2×1.25=225瓦,选择一个传递功率可达300瓦的磁芯,通过Ferroxcube 公司的磁芯手册,选材料代号为3F3的锰锌铁氧体磁芯,材料的损耗曲线如图2所示。
比损耗为100Mw/cm 3对应磁通密度摆幅为0.09T。
这里是第一次选择磁通密度摆幅。
图2比损耗与频率和峰值磁感应关系T=100℃应用面积粗略估计公式:AP=A e A w =P OK ΔBf T()4/3cm4其中:P O ———输出功率(W);ΔB ———磁通密度变化量(T);f T ———变压器工作频率(Hz);K ———0.014(正激变换器)得到AP=2720.014×0.08×170×103()4/3=1.2cm4假定选择磁芯EE32/6/20,查阅手册得到A w =130mm 2A e =130mm 2V e =5380mm 3l e =41.4mm 。
一种双晶体管正激有源钳位软开关电源的设计word精品文档5页
一种双晶体管正激有源钳位软开关电源的设计引言现在世界资源短缺，各国政府及社会各界越来越要求节能降耗。
中国政府也正秉持这一国际化趋势的理念在不断迈进，这一趋势在未来几年还会加速，这势必为响应这一国际趋势的科技型企业带来巨大的机遇。
同时对技术薄弱的电源企业就是一个巨大的考验。
在电源行业来讲，这几年大家一直致力于80PLUS的产品研发，时至今日，这项技术在大的企业已经得到普及。
接下来的方向就是如何来达到85PLUS的要求。
这对于一般的适配器或高电压直流输出的电源来讲没有什么问题，大家很容易就可以实现。
但是对于一般的PC电源或服务器电源这种带多输出中低直流电压的电源来讲，要达到85PLUS就不这么容易了。
电源目前常见的几种可以实现高效率的电路拓扑来讲，单晶体管有源钳位技术现在有很多厂商推广，但是目前使用情况还是不太普及，全桥零电压开关的技术也有人使用，也同样没有得到广泛普及。
现今在大的电源使用上大家最常用的就是双晶体管正激，目前很多厂商从300W～1200W的范围都有使用，同时可以满足80PLUS的要求，但是目前要作到85PLUS就很难，不进行一些技术变更几乎不可能。
基于目前的情况，本文介绍一种利用有源钳位技术在双晶体管正激上实现软开关的设计方法，并给出实际的设计案例及实验结果。
双晶体管正激有源钳位软开关的工作原理双晶体管正激有源钳位软开关主电路如图1所示。
参阅图2至图7，详细讲述双晶正激有源钳位开关电源的工作过程如下：1）功率传输阶段（t0～t1），如图2所示，该阶段第一主开关管VT1和第二主开关管VT2同时导通，而钳位开关管VTR1处于关断状态。
加在变压器上的输入电压使励磁电流线性上升，初级向次级经变压器传输能量。
次级VD1导通，VD2截止，L1上的电流线性上升，整流滤波后供给负载RL.在此条件下VD1和VD2刚好ZVS下导通，因其体二极管先前已经在导通状态（如图6所示）2）谐振阶段（t1～t2），如图3所示，在占空比的控制下，第一主开关管VT1和第二主开关管VT2在t1时刻同时关断，变压器磁芯极性反转。
有源钳位正激式转换器
有源钳位正激式转换器
图1给出了有源钳位正激式转换器的两种主电路。
其中，Lm和LLK，分别表示变压器的等效励磁电感和漏感，电容C1和C2分别表示开关管V1和V2的结电容，D1和D2为开关管V1和V2的反并联二极管。
钳位开关管V2（小功率MOSFET）和钳位电容C串联，组成有源钳位电路，此电路有两种接法：一种是与转换器的主开关管V1并联，如图1（a）所示；另一种是并联在变压器的初级绕组两端，如图1（b）所示。
图1 有源钳位正激式转换器的两种主电
在正激式转换器中，利用有源钳位技术可以实现变压器铁心的自动磁复位，无须另加复位措施；并可以使励磁电流正、负方向流通，使铁心在磁化曲线第一象限及第三象限运行，提高了铁心的利用率。
在主开关关断期间，钳位电路将主开关管两端的电压钳位在一定数值的水平上，并基本保持不变，从而避免了主开关管上出现过大的电压应力。
分析表明，正激式转换器主开关管两端的电压为输人电压Ui，与钳位电容C上电压UC之和。
图1（a）、（b）中，钳位电容C上的电压UC是不同的，根据计算可以分别得到
对图1（a）所示的电路
对图1（b）所示的电路
式（3-252）可以推导如下：对于图1（b）所示的电路，在一个周期Ts 内，主开关管V1，导通的时间为DUTs，变压器初级绕组承受的电压为Ui，而V1的关断时间为（1—Du）Ts，变压器初级绕组承受的电压为UC。
由伏秒平。
有源钳位
有源钳位-正反激电路分析参考样机：LAMBDA 全砖，500W ，36~75V 输入，28V/18A 输出； 电路拓扑结构：有源钳位-正反激； 测试条件：48V 输入，9A 输出； 电路模型：I VinL术语：Vin: 输入直流电压；V o: 输出电压；n: 变压器匝比； I L ：变压器T1和T2的漏感；Lm1,Lm2：T1和T2的激磁电感； Im1,Im2：T1和T2的激磁电流；Ip1,Ip2：负载折算到原边的电流；Ip: 原边电流； Id1,Id2：变压器次级电流。
t4t1Vs2t2Vs1Vgs_Q2Id1t3t6Ipt5Vgs_Q1Id2电路工作原理与过程：状态1：(t1~t2） Q1导通，Q2截止。
+VinI L变压器T1原边电感储能，漏感储能，T2向负载传送能量。
Im1=Im2+Ip2=I L状态2：(t2~t3)Q1由导通变为截止，Q2仍截止。
+L-VinId1I当Q1截止瞬间，所有的直流电流通路被断开，Lk 和Lm1为了阻止电流减小的趋势而产生反向电动势。
Lm1与Lm2上的电压幅值相等（等于Vo*n ），方向相反。
Im1提供T2的激磁电流Im2以及负载电流Ip2和Ip1，并同I L 一起对C2充电。
Ic2- I L = Im1-Ip1=Im2+Ip2。
Ip1从零电流开始上升，Ip2从最大电流开始下降。
当Ip2下降到零时，Ip1=Im1-Im2，Lm2上的电压反相。
Id1VinL IC2上电压很快被充至Vc1，Q2的体二极管D4导通，C1被充电。
充电电流Ic1=Im2= I L +Im1-Ip1 (Ic1忽略)，Ic1由最大充电电流开始下降，Ip1则继续上升。
状态3：(t3~t5)Q1仍截止，Q2由截止变为导通。
Id1VinQ2开通时，C1仍然还在充电，直到C1上的电压充到最高值，C1开始放电。
Ip1=Ic1-I L ，放电电流一方面给Lm2提供反相电流，同时使Ip1继续上升。
状态4：(t5~t6)Q1仍截止，Q2由导通截止变为截止。
有源钳位正激电路的分析设计
有源钳位正激电路的分析设计一、有源钳位正激电路的基本原理有源钳位正激电路主要由放大器、反馈电阻和两个二极管组成。
其基本原理是通过两个二极管将输入信号限制在一个稳定的范围内，从而防止过大的信号损坏放大器。
这种电路设计的关键在于确定适当的电阻值和二极管的工作点。
二、电路参数的计算1.反馈电阻：反馈电阻的选择主要考虑稳定性和放大倍数。
一般而言，反馈电阻越大，稳定性越好，但放大倍数也会相应下降。
可以通过实际的电路要求和实验数据来确定反馈电阻的大小。
2.二极管的工作点：二极管的工作点是指二极管的电压和电流处于稳定的状态。
通过适当选择电阻和电源电压，可以使得二极管的工作点处于合适的范围内，保证电路正常工作。
3.放大器的参数：放大器的参数可以根据实际需求进行选择，包括放大倍数、频率响应等。
这些参数的选择需要根据具体应用场景进行设计。
三、电路设计步骤1.确定电路要求：明确电路的输入和输出要求，包括输入信号幅度、频率等。
2.选择放大器：根据电路要求选择合适的放大器，考虑放大倍数、频率响应等参数。
3.确定反馈电阻：根据实验数据和实际要求确定合适的反馈电阻值，注意稳定性和放大倍数之间的平衡。
4.计算二极管的工作点：根据二极管的参数和电路要求计算合适的电阻和电源电压，使得二极管工作点处于合适的范围内。
5.组装和调试电路：根据设计结果进行电路组装，并进行实际测试和调试。
根据测试结果进行必要的调整和优化。
四、电路设计实例例如，设计一个有源钳位正激电路，要求输入信号幅度为±5V，放大倍数为10倍，频率响应为10Hz~10kHz。
1.根据放大倍数的要求，选择放大器的参数。
可以选择带宽为100kHz的运放作为放大器。
2.根据反馈电阻的要求，假设我们选择反馈电阻为1kΩ，根据反馈电阻的公式计算得到反馈电流为10mA。
3.选择合适的二极管，例如硅二极管，根据二极管的伏安特性曲线和电路要求计算合适的电阻和电源电压。
假设选择电阻为10kΩ，电源电压为15V。
有源钳位正激电源变换器的工作原理及优势
有源箝位正激电源变换器的工作原理及优势— Bob Bell, 美国国家半导体公司电源应用工程师对设计人员来说，有源箝位正激变换器有很多优点，现在正得到广泛应用。
采用正激结构的电源变换器是高效率、大功率应用（50W 至 500 W范围）的出色选择。
虽然正激结构的普及有各种各样的原因，但设计者主要青睐的是它的简捷、性能和效率。
正激变换器来源于降压结构。
两者之间的主要区别是：正激结构变压器的输入地和输出地之间是绝缘的，另外它还有降压或升压功能。
正激结构中的变压器不会象在对称结构（如推挽、半桥和全桥）中那样，在每个开关周期内进行自复位。
正激功率变换器中使用了一些不同的复位机制，它们各有自己的优点和挑战。
对设计者而言，有源箝位正激变换器具有诸多的优点，因此现在这个拓扑被广泛应用。
图1： 降压和前向拓扑结构图 1 显示了 降压 和正激转换器之间的相似之处。
注意两种变换功能的唯一区别是在正激变换功能中，匝数比(Ns/Np)这一名词所包含的内容。
Ns 和 Np 分别为次级匝数和初级匝数，均绕在变压器磁芯上。
图 2 显示了一个变压器模型，其中包括与初级绕组并联的“励磁电感”（Lm）。
这个励磁电感可以在次级绕组开路状态下在初级端子处测量。
励磁电感中的电流与磁芯中的磁通密度成正比。
确定尺寸的某种磁芯只能支持到某个磁通密度，然后磁芯就会进入饱和。
当磁芯饱和时，电感量会急剧下降。
变压器模型中另外一个部分是与初级绕组串联的“漏感”（LL）。
漏感可以在次级绕组短路情况下在初级端子处测量。
这一名称表示杂散的初级电感，它不会耦合到次级。
图2 转换模式有源箝位电路的工作图3a 图3b图3c图 3a 到 3c 表示了有源箝位正激电源转换器的主要工作步骤。
在时刻 t0 时，主功率开关（Q1）导通，在变压器初级施加一个 VIN。
变压器次级绕组电压为 VIN x Ns/Np。
此时的初级电流包括两个部分：来自输出电感的映射电流(IL x Ns/Np)；以及在激磁电感（Lm）中上升的电流。
有源箝位正激变化器主电路设计
第3章 有源箝位正激变化器主电路设计3.1 变换器的主要技术指标本课题采用了上一章提出的有源箝位正激变换器拓扑，其主要技术指标如下：输入电压：36V-72V ；输出电压：3.3V ；输出电流：0-30A ；开关频率：250KHz ；整机效率：>90%；最大温升：40o C ；冷却方式：自然通风；最大占空比：60%；输出纹波系数(48in U V =)：1%。
3.2 主电路的主要元器件参数设计和选择3.2.1 输出滤波电感的设计输出滤波电感L o 上的最大纹波电流波形如图3-1所示：I I ∆图3-1 最大纹波电流波Fig. 3-1 Ripple current waveform of output Inductor对于输出滤波电感L o 的值，可根据电磁感应定律求解：()o o MIN o SW 1V L D I f =-∆ (3-1)式中：o V 为输出电压值； o I ∆为满载输出电流波动，在此取o 3I A ∆=；SW f 为电感工作频率；MIN D 为最小占空比。
由式(3-1)可以得到所需要的滤波电感值为： ()o 33.310.3 2.05μH 325010L =-=⨯⨯ (3-2)增大输出滤波电感的电感量，可以减小纹波电流，但是系统的瞬态响应速度会变慢；反之减小电感量，系统的瞬态响应变快，但纹波电流增大，因而给滤波电容增加了负担，器件的损耗也会增加。
综合考虑以上因素，在本设计中取：o =2μH L 。
将o =2μH L 代入式(3-1)，可以得到o I ∆为： ()()o o MIN 63o SW 3.3110.3 4.62A 21025010V I D L f -∆=-=-=⨯⨯⨯ (3-3)3.2.2 输出滤波电容的设计输出滤波电容的选择要基于许多实用要求，例如纹波要求、耐压、耐流及等效串联电阻等。
在本设计中，为了满足输出纹波电压小于稳定输出电压的1%即33mV 的要求，最小输出滤波电容的值可以根据式(3-4)得出：()o o MIN 36SW o 4.6270μF 88250103310I C f V -∆===∆⨯⨯⨯⨯ (3-4)由式(3-4)计算出来的值只能满足输出电压纹波的要求，最终选择值的选择还要根据系统对瞬态响应的要求和参照输出滤波电容的等效串联电阻ESR R 。
单输出有源钳位正激DC_DC变换器设计
（15）
图4
同步整流驱动原理
取整 20 匝。
压的变化而变化[3]，当输入电压变化范围很大时， 自驱动同步整流基本不能工作。另外一种办法是 采用变压器辅助绕组来获取一路驱动电压，但此 驱动电压在关断时为负值，且较大。对于关断
4 初级开关管软开关的实现
初级的损耗很大一部分是来自主开关管开通 时的开关损耗， 如果将其开通前的源漏极电压 Uds 降低则可大大提升效率。 将 Uds 完全降低到 0 才导 ，将 Uds 降低到较 通 Q1 则是真正的软开关（ZVS） 小 的 值 再 让 导 通 则 是 VVS （ Valley Voltage 。这里利用 LC 谐振原理来实现 ZVS。 Switch） 图 3 中的 L 是变压器的初级电感，为励磁电 感和漏感之和。 电容 C 为初级开关管的输出电容， 其值可以从 MOSFET 数据手册上获得。谐振是发 生在主管和钳位管均关断的死区时间内，理想的 死区时间应该设置为谐振周期的一半，此时电容 上的电压为零，主开关管可以实现零电压导通， 。 即（ZVS） 本文实现的软开关是 VVS，将变压器初级的 电压谐振至 0，Uds 电压则由原来的钳位电压降为 输入电压。
，其
（6）
。于 中 Ton 为每个周期 U 加在线圈上的时间（s）
因此这两种钳位方式主开关管所承受的压降 是相同的。有源钳位的每个 PWM 周期可分为 7 个区间 ， 本文以下钳位为例对有源钳位在高效性 方面进行探讨。
[4]
（11） 取 19 匝，根据变压器初、次级匝比可得到次级的 匝数为 18.095 匝，取 18 匝。
（9）
DU in = (1 − D)U cl
上的电压：
（4）
其中 Po 为输出功率；ΔB 为磁通密度变化量 （T） ， 在磁芯损耗特性曲线中查到磁损耗 200mW/cm3 取
有源钳位正激 计算
有源钳位正激计算有源钳位正激是一种常见的电路配置，它在电子学和通信领域中被广泛应用。
有源钳位正激的设计原理是利用有源元件（如晶体管）来实现信号的放大和激励，以达到对输入信号的调整和控制的目的。
本文将从原理、应用和优缺点等方面介绍有源钳位正激的相关知识。
一、有源钳位正激的原理有源钳位正激是一种常用的放大电路配置，其原理基于负反馈的概念。
负反馈是通过将放大器的输出信号与输入信号进行比较，并将差异信号反馈到放大器的输入端，以减小放大器的非线性、失真和噪声等问题。
有源钳位正激利用了负反馈的原理，通过控制有源元件（如晶体管）的工作点，使其处于合适的工作状态，进而实现对输入信号的放大和调整。
有源钳位正激的基本原理是利用有源元件的放大特性，将输入信号放大到合适的幅度，并通过反馈电路将输出信号与输入信号进行比较，从而调整有源元件的工作状态。
具体而言，有源钳位正激电路一般由输入电阻、有源元件、负载电阻和反馈电路等部分组成。
其中，有源元件（如晶体管）根据输入信号的变化进行放大，并将放大后的信号输出到负载电阻上。
同时，反馈电路将负载电阻上的输出信号与输入信号进行比较，并通过调整有源元件的工作状态来实现对输入信号的调整和控制。
二、有源钳位正激的应用有源钳位正激在实际应用中有着广泛的用途。
首先，它可以用于放大电路中，将输入信号放大到合适的幅度，以满足后续电路或设备的要求。
其次，有源钳位正激还可以用于信号调整和控制，例如在音频设备中，可以通过有源钳位正激电路来调整音频信号的音量和频率等参数，以实现音频的放大和调整。
此外，有源钳位正激还可以用于通信系统中，例如在调制解调器中，可以通过有源钳位正激电路来调整调制信号的幅度和频率等参数，以实现数据的传输和接收。
三、有源钳位正激的优缺点有源钳位正激作为一种常见的电路配置，具有一些优点和缺点。
首先，有源钳位正激具有较好的线性度和稳定性，可以有效地减小非线性失真和噪声等问题，提高信号的质量和可靠性。
有源钳位正激变化器的工作原理
第2章有源箝位正激变换器的工作原理2.1有源箝位正激变换器拓扑的选择单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。
但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和[36]。
传统的磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD箝位技术。
这三种复位技术虽然都有一定的优点，但是同时也存在一些缺陷[37-39]o(1)第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网。
它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较复杂；变压器磁芯不是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大。
(2)RCD箝位技术采用RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单，成本低廉。
它存在的缺点是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。
(3)LCD箝位技术采用无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网，效率较高。
它存在的缺点是：在磁复位过程中，箝位网络的谐振电流峰值较大，增加了开关管的电流应力和通态损耗，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。
而有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的基础上，增加了由箝位电容和箝位开关管串联构成的有源箝位支路，虽然与传统的磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器的成本，但是有源箝位磁复位技术有以下几个优点：(1)有源箝位正激变换器的占空比可以大于0.5,使得变压器的原副边匝比变大，从而可以有效地减少原边的导通损耗；(2) 在变压器磁复位过程中，寄生元件中存储的能量可以回馈到电网， 有利于变换器效率的提高；(3) 变压器磁芯双向对称磁化，工作在 B-H 回线的第一、三象限，因而 有利于提高了磁芯的利用率；(4)有源箝位正激变换器的变压器原边上的电压是是有规律的方波，能够为副边同步整流管提供有效、简单的自驱动电压信号，因而大大降低了同 步整流电路的复杂度图2-2高边有源箝位电路 Fig. 2-2 High-Side a ctive c lamp c ircuit图2-1和图2-2是两种有源箝位正激变换器电路，这两种电路虽然看上去非常^C oOs3^rD3 F VT4D4，oos4CoRIfl VT3图2-1低边有源箝位电路 Fig. 2-1 Low-Side a ctive c lamp c ircuitVin VT2N1:N2■■'Lo'VT1 D1相似，但在工作细节的具体实现上还是存在着不少差别[40]。
干货分享：正激有源钳位软开关电源设计
干货分享：正激有源钳位软开关电源设计近年来电源行业一直致力于80PLUS 的产品研发，如何来达到85PLUS 的要求呢。
这对于一般的适配器没有什么问题，很容易实现。
但是对于pc 电源或服务器电源这种带多输出中低直流电压的电源来讲，要达到85PLUS 就不这么容易了。
应对这样的问题使用双晶体管正激电源再合适不过了，范围从300W 到1200W 的被厂商广泛使用，利用一些技术手段就可以满足80PLUS 的要求。
本文介绍一种利用有源钳位技术在双晶体管正激上实现软开关的设计方法，并给出实际的案例和实验结果。
双晶体管正激有源钳位软开关的工作原理双晶体管正激有源钳位软开关主电路如图1 所示。
参阅图2 至图7，详细讲述双晶正激有源钳位开关电源的工作过程如下：(1)功率传输阶段(t0～t1)，如图2 所示，该阶段第一主开关管VT1 和第二主开关管VT2 同时导通，而钳位开关管VTR1 处于关断状态。
加在变压器上的输入电压使励磁电流线性上升，初级向次级经变压器传输能量。
次级VD1 导通，VD2 截止，L1 上的电流线性上升，整流滤波后供给负载RL。
在此条件下VD1 和VD2 刚好ZVS 下导通，因其体二极管先前已经在导通状态(如图6 所示) (2)谐振阶段(t1～t2)，如图3 所示，在占空比的控制下，第一主开关管VT1 和第二主开关管VT2 在t1 时刻同时关断，变压器磁芯极性反转。
因输入电源和变压器的励磁电感的作用给VT1 和VT2 的寄生电容COSS1，COSS2 充电，由于电容电压不能突变，第一主开关管VT1 和第二主开关管VT2 在ZVS 状态下关断。
同时变压器的励磁电流开始给钳位开关管VTR1 的寄生电容COSS 放电，经VTR1 的体二极管给钳位电容CR1 充电。
次级VD1 截止，VD2 导通，L1 经过VD2 续流继续给负载RL 供电。
有源钳位
有源钳位-正反激电路分析参考样机：LAMBDA 全砖，500W ，36~75V 输入，28V/18A 输出； 电路拓扑结构：有源钳位-正反激； 测试条件：48V 输入，9A 输出； 电路模型：I VinL术语：Vin: 输入直流电压；V o: 输出电压；n: 变压器匝比； I L ：变压器T1和T2的漏感；Lm1,Lm2：T1和T2的激磁电感； Im1,Im2：T1和T2的激磁电流；Ip1,Ip2：负载折算到原边的电流；Ip: 原边电流； Id1,Id2：变压器次级电流。
t4t1Vs2t2Vs1Vgs_Q2Id1t3t6Ipt5Vgs_Q1Id2电路工作原理与过程：状态1：(t1~t2） Q1导通，Q2截止。
+VinI L变压器T1原边电感储能，漏感储能，T2向负载传送能量。
Im1=Im2+Ip2=I L状态2：(t2~t3)Q1由导通变为截止，Q2仍截止。
+L-VinId1I当Q1截止瞬间，所有的直流电流通路被断开，Lk 和Lm1为了阻止电流减小的趋势而产生反向电动势。
Lm1与Lm2上的电压幅值相等（等于Vo*n ），方向相反。
Im1提供T2的激磁电流Im2以及负载电流Ip2和Ip1，并同I L 一起对C2充电。
Ic2- I L = Im1-Ip1=Im2+Ip2。
Ip1从零电流开始上升，Ip2从最大电流开始下降。
当Ip2下降到零时，Ip1=Im1-Im2，Lm2上的电压反相。
Id1VinL IC2上电压很快被充至Vc1，Q2的体二极管D4导通，C1被充电。
充电电流Ic1=Im2= I L +Im1-Ip1 (Ic1忽略)，Ic1由最大充电电流开始下降，Ip1则继续上升。
状态3：(t3~t5)Q1仍截止，Q2由截止变为导通。
Id1VinQ2开通时，C1仍然还在充电，直到C1上的电压充到最高值，C1开始放电。
Ip1=Ic1-I L ，放电电流一方面给Lm2提供反相电流，同时使Ip1继续上升。
状态4：(t5~t6)Q1仍截止，Q2由导通截止变为截止。
有源钳位正激变化器的工作原理
第2章有源箝位正激变换器的任务原理之老阳三干创作2.1 有源箝位正激变换器拓扑的选择单端正激变换器具有结构简单、任务可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点,因而被广泛应用在中小功率变换场合.但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间,必须附加一个复位电路,以实现高频变压器的磁复位,避免变压器磁芯饱和[36].传统的磁复位技术包含采取第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD箝位技术.这三种复位技术虽然都有一定的优点,但是同时也存在一些缺陷[37-39].(1)第三复位绕组技术采取第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟,变压器能量能够回馈给电网.它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较庞杂；变压器磁芯不是双向对称磁化,因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大.(2)RCD箝位技术采取RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单,成本低廉.它存在的缺点是：在磁复位过程中,磁化能量大部分都消耗在箝位网络中,因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化,磁芯利用率较低.(3)LCD箝位技术采取无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网,效率较高.它存在的缺点是：在磁复位过程中,箝位网络的谐振电流峰值较大,增加了开关管的电流应力和通态损耗,因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化,磁芯利用率较低.而有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的基础上,增加了由箝位电容和箝位开关管串联组成的有源箝位支路,虽然与传统的磁复位技术相比,有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管,提高了变换器的成本,但是有源箝位磁复位技术有以下几个优点：(1)有源箝位正激变换器的占空比可以大于0.5,使得变压器的原副边匝比变大,从而可以有效地减少原边的导通损耗；(2)在变压器磁复位过程中,寄生元件中存储的能量可以回馈到电网,有利于变换器效率的提高；(3)变压器磁芯双向对称磁化,任务在B-H回线的第一、三象限,因而有利于提高了磁芯的利用率；(4)有源箝位正激变换器的变压器原边上的电压是是有规律的方波,能够为副边同步整流管提供有效、简单的自驱动电压信号,因而大大降低了同步整流电路的庞杂度.图2-1 低边有源箝位电路Fig. 2-1 Low-Side active clamp circuit图2-2高边有源箝位电路Fig.2-2High-Side active clamp circuit图2-1和图2-2是两种有源箝位正激变换器电路,这两种电路虽然看上去很是相似,但在任务细节的具体实现上还是存在着很多不同[40].本设计采取的是如图2-1所示的低边箝位电路.在此对这两种电路的不合点做一个简要的阐发.(1)箝位电路的组成如图2-1所示的有源箝位电路由一个P 沟道功率MOSFET 和一个箝位电容串联组成,并联在主功率开关管的两端,一般称之为低边箝位电路.如图2-2所示的有源箝位电路由一个N 沟道功率MOSFET 和一个箝位电容串联组成,并联在变压器的两端,称之为高边箝位电路.这两种电路之所以选用的功率MOSFET 的沟道不合,主要是因为其内部体二极管的导通标的目的不合.对于相同的电压和相同的模片区域,P 沟道功率MOSFET 比N 沟道功率MOSFET 的通态电阻要更高,通态损耗要更大,并且价格也要更贵.(2)箝位电容上的电压 忽略电路中漏感的影响,按照变压器一次侧绕组两端伏秒积平衡的原理,可以得到低边箝位电路中箝位电容电压表达式为：inc 1V V D=-(2-1) 由式(2-1)可知,c V 的表达式和升压式(Boost)变换器的输出电压表达式一样,因而图2-1所示的电路又称为升压式箝位电路.同理,可以得到高边箝位电路中箝位电容电压：inc 1DV V D=- (2-2)由式(2-2)可知,c V 的表达式和反激(Flyback)变换器的输出电压表达式一样,因而图2-2所示的电路又称为反激式箝位电路.(3)栅极驱动的实现办法 箝位电路选择的不合,对箝位开关管的栅极驱动的要求也就不合.对于高边箝位电路中的箝位开关管的驱动来说,箝位开关管VT2要采取浮驱动,因而需要通过高边栅驱动电路或一个专用的门极驱动变压器来实现.而低边箝位电路的箝位开关管为P 型管,那么对于它的驱动来说,只需要由一个电阻、一个电容和一个二极管组成电平位移电路即可实现.相对于低边箝位电路中的箝位开关管的驱动设计来说,高边箝位电路中的箝位开关管的驱动相当麻烦并且成本也较高.关于箝位开关管栅驱动的具体设计办法将在以后的章节中进行详细地论述.本课题选用的是低边箝位电路,主要因为它的箝位开关管的驱动电路相对简单,不需要外加驱动变压器.此外,许多半导体公司已经专门针对这种变换器开收回了一系列的P 沟道功率MOSFET,因而在选取器件时已经没有了很大的限制.2.2有源箝位正激变换器的任务原理基于上面的阐发,本文采取的是低边箝位电路,其主电路拓扑结构如上图2-1所示.在图2-1所示电路中,1VT 为主功率开关管,箝位电容c C 和箝位开关管2VT 串联组成有源箝位支路,并联在主功率开关管1VT 两端.m L 为励磁电感,r L 为变压器漏感和外加电感之和.r C 为主功率管1VT 、箝位开关管2VT 的输出电容和变压器绕组的寄生电容之和.变压器的副边由3VT 、4VT 组成自驱动的同步整流电路,以减小开关的损耗,提高变换器的效率.o L 为输出滤波电感,o C 为输出滤波电容.为了简化阐发过程,在阐发电路之前先做如下的假设：(1)所有功率开关器件都是理想的. (2)箝位电容c C 远大于谐振电容r C .(3)输出滤波电感o L 足够大,则其上的输出电流不变,可以认为是一个恒流源,同理,输出滤波电容o C 足够大,则其上的输出电压不变,为一个恒压源.(4)谐振电感r L 远小于励磁电感m L .(5)变压器的初级绕组和次级绕组的匝比为12n=N :N .(6)为了使主管能完全实现ZVS 开通,谐振电感存储的磁场能大于寄生电容存储的电场能.有源箝位正激变换器的主要参数波形如下图2-3所示.图2-3有源箝位正激变换器的主要参数波形 Fig. 2-3Waveforms of active clamp forwardconverter图2-1所示电路在一个开关周期中可分为10个任务模式,其任务过程如下：(1)任务模式1(0t ~1t )在0t t 时刻,同步整流管的体二极管3D 、4D 换流结束,同步整流管3VT 导通,输入能量通过变压器和整流管3VT 传送到输出负载.因为此前3VT 的寄生二极管3D 处于导通状态,因此整流管3VT 实现了零电压开通.在该任务阶段内,谐振电感r L 和变压器原边励磁电感m L 上的电流在输入电压in V 作用下线性增长,这一时间段的等效电路拓扑如图2-4所示：图2-4任务模式1Fig. 2-4State 1(0t ~1t )在这段时间内有：()()()()()()()m m r m m inL L 00m ro o inL o L L 00m r V L +L V L +L i t i t t t I I i t I i t i t t t n n=+*-=*+=+*-+ (2-3)在1t t =时刻,主功率开关管1VT 上的驱动信号消失,1VT 关断,该任务阶段结束.这个时间段的长度由变换器的占空比决定.(2)任务模式2(1t ~2t )在1t t =时刻,主功率开关管1VT 关断,在谐振电容r C 的作用下,主功率管漏源两端的电压开始缓慢上升,因而1VT 实现了零电压关断.因为变压器副边电压()m gs th /n V V >依然成立,所以副边同步整流管3VT 仍然导通,输出电流通过整流管3VT .在该任务阶段内,谐振电容r C 、谐振电感r L 和励磁电感m L 一起处于谐振状态,这一时间段等效电路拓扑如图2-5所示：图2-5任务模式2Fig. 2-5State 2(1t ~2t )在这一时间段内有：()()()()()(){}()()inLr Lr 111111cr in 11Lr 1111cos sin 1cos sin V i t i t t t t t Z u t V t t i t Z t t ωωωω=*-+*-⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦=*--+**-⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦(2-4)式中：1Z =1ω=为谐振电路的角频率因为谐振电容r C 很小,谐振电路的特征阻抗1Z 很大,所以谐振电容r C 两端的电压能迅速增长,因此上式可改写为：()()()()()()()()()()in inLr Lr 111Lr 111m rLr 1cr Lr 11111rL +L C V V i t i t t t i t t t Z i t u t i t Z t t t t ωω≈*+*-=*+*-≈**-=*- (2-5)在该阶段内变压器原边绕组上的电压逐渐减小：()()()()Lr 2m in cr in 2ri t V t V V t V t t C ≈-≈-- (2-6)当2t t =时刻,变压器两端的电压下降到0V,即：m cr in 0V u V ==，,该任务过程结束.(3)任务模式3(2t ~3t )在2t t =时刻,副边同步整流管的寄生二极管3D 和4D 开始进行换流,变压器原副边的电压都为0V,则此时变压器原边激磁电流()Lm Lm 2i i t =坚持不变.在该任务阶段内,谐振电容r C 和谐振电感r L 一起处于谐振状态,这一时间段等效电路拓扑如图2-6所示,那么在这一时间段内有：()()()()()()Lr Lr 222cr in Lr 2222cos sin i t i t t t u t V i t Z t t ωω=*-⎡⎤⎣⎦=+**-⎡⎤⎣⎦(2-7)式中：2Z =2ω=图2-6任务模式3 Fig. 2-6State 3(2t ~3t )到3t t =时刻,谐振电容r C 上的电压谐振到()cr c 0u u t =,该谐振阶段结束.从提高效率的角度来讲,希望这段时间越短越好,因为输出电流经过的是相对高导电阻的同步整流管的体二极管3D 和4D .(4)任务模式 4 (3t ~4t )在3t t =时刻,箝位开关管2VT 的寄生二极管2D 导通,该任务阶段内,激磁电流()Lm Lm 2i i t =坚持不变,()c r C +C 和谐振电感r L 一起进行谐振,变压器进入磁复位过程,因为电流Lr i 是正向的,在这个阶段可以给箝位管2VT 以导通信号,从而使2VT 实现零电压开通.这一时间段等效电路拓扑如图2-7所示：图2-7任务模式4Fig. 2-7State 1(3t ~4t )在这一时间段内有：()()()()()()()()()()in 0Lr Lr 333333cr in Lr 33330in 33cos sin sin cos C C V v t i t i t t t t t Z u t V i t Z t t v t V t t ωωωω-=*-+*-⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦=+*-+-*-⎡⎤⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦⎣⎦(2-8)式中：4Z =4ω=为谐振电路的谐振角频率当4t t =时刻,谐振电感上的电流为：()Lr Lm 3i i t =,此时3D 上的电流降为0,而4D 上的电流则上升为负载电流,体二极管3D 、4D 换流完成,该谐振阶段结束.从提高效率的角度来讲,希望这段时间越短越好,因为在该阶段内,原边电流和副边电流,都是通过相对高导电阻的寄生二极管,而不是低导电阻的MOS 管通道,因而造成了导通损耗的增加.(5)任务模式5(4t ~5t ) 当4t t =时刻,副边同步整流管的体二极管3D 、4D 换流结束,变压器原边电压升高,变压器的副边电压也随之升高.当副边电压大于同步整流管4VT 的门极驱动电压时,4VT 导通.因为此前是它的寄生二极管3D 导通,因而整流管4VT 实现了零电压开通.在该阶段内,箝位电容c C 和谐振电容r C 与激磁电感m L 和漏电感r L 一起处于谐振状态,这一时间段等效电路拓扑如图2-8所示：图2-8任务模式5Fig. 2-8State 5(4t ~5t )在这一时间段内有：()()()()()()()()()()in C 4Lr Lr 444444cr in Lr 4444C 4in 44cos sin sin cos V v t i t i t t t t t Z u t V i t Z t t v t V t t ωωωω-=*-+*-⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦=+*-+-*-⎡⎤⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦⎣⎦(2-9)式中：4Z =,4ω=.当5t t =时刻,谐振电感上的电流谐振到0,即：Lr 0i =,箝位电容上的电压达到最大值,该谐振过程结束.(6)任务模式6(5t ~6t ) 当5t t =时刻,谐振电感上的电流谐振到0,在该任务阶段,箝位电容和谐振电容()c r C +C 和激磁电感和漏电感()r m L +L 一起处于谐振状态.电容()c r C +C 将其储存的能量回馈到输入端；副边输出电流继续流过具有低导电阻的整流管4VT .这一时间段等效电路拓扑如图2-9所示：图2-9任务模式6Fig. 2-9State 6(5t ~6t )在这一时间段内有：()()()()()()in C 5Lr 555cr in C 5in 55sin cos V v t i t t t Z u t V v t V t t ωω-=*-⎡⎤⎣⎦=+-*-⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦(2-10)式中：5Z =5ω=当6t t =时刻,箝位开关管2VT 的驱动脉冲消失,2VT 关断,该谐振任务阶段结束.(7)任务模式7(6t ~7t ) 在6t t =时刻,箝位开关管2VT 上的驱动脉冲消失,由于其结电容的存在,2VT 漏源两端的电压是缓慢上升,因此箝位开关管2VT 实现了零电压关断.由于副边耦合电压()m gs th /n V V >仍然成立,因此副边输出电流仍然通过具有低导电阻的同步整流管4VT .在该阶段内,变压器原边励磁电感m L 、谐振电感r L 和谐振电容r C 一起处于谐振状态,继续对变压器进行磁复位,谐振电容r C 将其存储的能量反应回输入端.这一时间段等效电路拓扑如图2-10所示：图2-10任务模式7Fig. 2-10State 7(6t ~7t )在这一时间段内有：()()()()()()()()()()in C 6Lr Lr 666666cr in Lr 6666C 6in 66cos sin sin cos V v t i t i t t t t t Z u t V i t Z t t v t V t t ωωωω-=*-+*-⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦=+*-+-*-⎡⎤⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦⎣⎦(2-11)式中：4Z =4ω=为谐振电路的谐振角频率在7t t =时刻,()()m cr in 0,V t V t V ==,该任务过程结束. (8)任务模式8(7t ~8t ) 在7t t =时刻,谐振电容两端的电压谐振到输入电压,即：()()m cr in 0,V t V t V ==,副边同步整流管的体二极管3D 和4D 开始进行换流,变压器原副边的电压都为0V.在该阶段内,谐振电感r L 和谐振电容r C 一起处于谐振状态,将其存储的能量反应回输入端,这一时间段等效电路拓扑如图2-11所示,在这一时间段内有：()()()()()()Lr Lr 777cr Lr 7777i cos sin in i t t t t u t V i t Z t t ωω=*-⎡⎤⎣⎦=+**-⎡⎤⎣⎦(2-12)式中：2Z =2ω=. 图2-11任务模式8 Fig. 2-11State 8(7t ~8t )当8t t =时刻,r C 上的电压谐振到0V,即：cr 0u =,该谐振过程结束.从提高效率的角度来讲,希望这段时间越短越好,因为输出电流经过的是相对高导电阻的同步整流管的体内寄生二极管3D 和4D .(9)任务模式9(8t ~9t ) 在8t t =时刻,()cr 0u t =,原边电流经过主功率开关管1VT 的体二极管1D ,因为同步整流管的体二极管3D 、4D 仍在换流,变压器原副边的电压都被箝位在0V,所以()Lr in u t V =,即：谐振电感上的电压等于in V .这一时间段等效电路拓扑如图2-12所示.在这一时间段内有：()()()inLr 9Lr 9rL V i t t t i t =-+ (2-13)在9t t =时刻,给主功率管1VT 以导通信号,1VT 导通,该任务阶段结束,因为此前是它的寄生二极管1D 导通,所以主管1VT 实现了零电压开通.图2-12任务模式9Fig. 2-12State 9(8t ~9t )从提高效率的角度来讲,希望这段时间越短越好,因为在该阶段,不管是原边电流,还是副边电流,都是通过相对高导电阻的寄生二极管,而不是低导电阻的MOS 管通道,因而造成了导通损耗损耗的增加.(10)任务模式10(9t ~10t ) 在9t t =时刻,主功率管1VT 导通,在这一阶段,同步整流管的体二极管3D 、4D 继续换流,将变压器的原边电压箝位为0V,因此()Lr in u t V =,即谐振电感上的电压等于in V .这一时间段等效电路拓扑如图2-13所示,那么在这一时间段内有：()()()inLr 9Lr 9rL V i t t t i t =-+ (2-14)直到10t t =时刻,副边寄生二极管3D 、4D 换流结束,该谐振阶段结束.图2-13任务模式10Fig. 2-13State 10(9t ~10t )从提高效率的角度来讲,希望这段时间越短越好,因为在该任务阶段,输出电流经过的是具有相对高导通电阻的寄生二极管3D 、4D ,导通损耗较大. 2.3 主功率开关管实现ZVS 开通的条件阐发通过上节对变换器任务过程的阐发,可知：箝位开关管2VT 能够通过它的寄生体二极管实现ZVS 开通,而主功率管1VT 必须通过对电路进行合理设计才干实现ZVS 开通.以下将阐发主功率开关管实现ZVS 开通的条件.(1)寄生元件的设定主功率开关管能否实现ZVS 开通,关头取决于在它导通之前的任务阶段,即上节介绍的任务模式8,在该任务阶段的初始时刻,即7t t =时刻,()m cr in 0,V t V V ==,副边同步整流管的体二极管3D 和4D 进行换流,变压器原副边的电压都为0V,在该阶段,谐振电感r L 和谐振电容r C 一起处于谐振状态,谐振电容r C 将其存储的能量反应回输入端.为了实现主功率开关管ZVS 开通,主功率管的漏源电压两端的必须在它开通之前能够降至0V,则需要满足条件：谐振电感r L 存储的能量必须大于谐振电容r C 存储的能量,即：()()m 22r r L MAX in MAX 11L C 22I V ≥ (2-15) 式中：()mLMAX I 为励磁电流的最大值；()in MAX V 为输入电压的最大值.(2)死区时间的设定为了使主功率开关管1VT 和箝位开关管2VT 顺利实现谐振,必须在它们的驱动脉冲之间加入一定的死区时间.图2-14 死区时间的设定Fig. 2-14 The design of dead time如图2-14所示,1t ∆是主功率管1VT 、箝位开关管2VT 驱动脉冲之间的死区时间.为了使主功率管1VT 实现ZVS 开通,1t ∆应该取足够大.在实际工程设计中,1t ∆最好设计在谐振周期的1/4左右.因为这样不但能包管谐振电容r C 上的的电压谐振到零,并且能包管在谐振电感r L 上的电流反向的时候开通主功率管1VT ,从而确保主管1VT 实现ZVS 开通.1t ∆≥(2-16)2.4基于Pspice 的电路仿真为了验证上一节对有源箝位正激变换器稳态运行时理论阐发的正确性,采取Pspice 仿真软件,对有源箝位正激变换器进行了仿真.仿真结果如图2-15到2-22所示.图2-15主开关管和箝位开关管的驱动信号Fig. 2-15The GS waveforms of main switch and clampswitch图2-16主开关管驱动GS 及DS 波形Fig. 2-16 The GS and DS waveforms of main switch图2-17箝位开关管驱动GS 及DS 波形Fig. 2-17The GS and DS waveforms of clamp switch如图2-15所示：通道一为主功率管1VT 的驱动脉冲,通道二为箝位开关管2VT 的驱动脉冲.从图中可以看出,这两路驱动脉冲之间有一段死区时间,在这段时间内,变换器原边的寄生参数能够顺利谐振,从而包管主功率管1VT 和箝位开关管2VT 实现零电压开通和关断.如图2-16所示：通道一为主功率管1VT 的GS 波形,通道二为主功率管1VT 的DS 波形.从图中可以看出,在主功率管1VT 的驱动脉冲到来之前,DS 两端的电压已经降为零,因而主功率管1VT 实现了零电压开通；在GS 两端电压下降到零之前,DS 两端的电压一直为零电压,因而主功率管1VT 实现开关管零电压关断.如图2-17所示：通道一为箝位开关管2VT 的GS 两端波形,通道二为箝位开关管的DS 两端波形.从图中可以看出,在其GS 两端电压下降到零之前,DS 两端的电压一直为零电压,因而箝位开关管2VT 实现开关管零电压关断；在箝位开关管2VT 的驱动脉冲到来之前,其DS 两端的电压已经降为零,因而箝位开关管2VT 实现了零电压开通.如图2-18所示为箝位电容两端的电压波形,因为它不成能是无穷大,因而在任务过程中存在一定的脉动.如图2-19所示为变压器原副边的电压波形,由于副边二极管存在换流过程,所以副边绕组电压被箝位在0V如图2-20所示为副边整流管的电流波形,在死区时间内,存在换流.图2-18箝位电容两端的电压波形Fig.2-18The voltage waveform of clampcapacitance图2-19变压器原、副边电压波形Fig. 2-19The primary and secondary voltage waveforms of the transformer图2-20整流管的电流波形Fig.2-20The current waveforms of rectifiers图2-21输出电压波形Fig. 2-21The output voltage waveform图2-22输出滤波电感上的电流波形Fig. 2-22The output voltage waveform ofinductance如图2-21所示为变换器的输出电压波形,从图中可以看出当变换器达到稳态时,输出电压稳定在3.3V,且电压纹波很小.如图2-22所示为输出滤波电感上的电流波形,从图中可以看出电流动摇为4A,有效的满足的电路的要求.从上面的仿真结果和阐发可以看出,前面对有源箝位正激变换器所做的理论阐发与仿真波形基本一致,因而说明了理论阐发的正确性和该拓扑的可行性.2.5 本章小结本章主要介绍了有源箝位正激变换器的任务原理.首先通过与传统的正激式变换器和高边箝位电路的有源箝位正激变换器做对比,选择了低边箝位电路有源箝位正激变换器作为本设计的拓扑；其次对有源箝位正激变换器的任务过程给出了详细的说明；最后对主开关管实现ZVS开通的条件进行了的阐发,并且通过Pspice仿真软件对该变换器进行开环仿真,仿真结果标明了理论阐发的正确性和该拓扑的可行性.。
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有源钳位正激原理与设计实例
单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。
但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和。
传统的磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD 箝位技术。
这三种复位技术虽然都有一定的优点，但是同时也存在一些缺陷。
（1）第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网。
它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较复杂；变压器磁芯不是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大。
（2）RCD箝位技术采用RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单，成本低廉。
它存在的缺点是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。
（3）LCD箝位技术采用无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网，效率较高。
有源钳位正激原理与设计实例。