有源钳位正激电路的分析设计

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有源钳位正激最大占空比

有源钳位正激最大占空比有源钳位正激最大占空比，这个词听起来挺专业的，对吧？但是别担心，我们今天就来轻松聊聊这事儿。

想象一下，你在厨房里煮饭，水开了，你得把火调小点，才能让汤煮得恰到好处。

钳位和占空比就有点像这种火候掌控。

在电源设计里，正激变换器常常被用来提高效率。

可你知道吗？如果占空比过大，电路就像锅里水开得太猛，容易溢出，搞得一团糟。

所以，掌握最大占空比就显得格外重要。

要说有源钳位，这个概念听上去有点高大上，其实就是通过某种方法来控制电压，保护电路不被过高的电压“淹死”。

就像你在夏天喝饮料，太冰了容易伤胃，适度才行。

钳位就是那种“适度”的角色，保证电压不至于失控。

想象一下，变压器就像是一个超级能干的厨师，负责把原材料变成美味的菜肴。

而钳位就是帮厨师掌握火候的小助手，确保一切顺利进行。

最大占空比就像是在电路中的“秤”，要让一切保持平衡。

说到这里，可能有人会问，究竟什么是“占空比”呢？简单来说，它就是开关在一段时间内处于“开”的时间比例。

如果你把它想象成在游乐园排队，开关“开”就是游乐设施运行的时间，“关”就是它停止的时间。

占空比高，就意味着你有更多的时间在享受刺激；占空比低，就像排队的时候，玩得时间少得可怜。

现在，我们再来深入看看这个最大占空比，通常来说，对于正激变换器，最大占空比可以影响到效率和输出电压。

如果占空比太高，电流会增加，导致发热，长此以往，电路就会像个累了的老头，慢慢“垮掉”。

所以，设计者得精打细算，把这个占空比控制在一个“黄金”范围内，确保电源稳定又高效。

在实际应用中，设计者们就像是在搭建一座摩天大楼，得考虑各种因素，比如材料的强度、风的阻力、基础的稳固等。

正激变换器的设计也是如此，需要把有源钳位和最大占空比结合起来，形成一个完美的电源方案。

太高的占空比就像是把摩天大楼建得太高，可能会引来安全隐患；而占空比太低，则可能会让你的电源“无精打采”，输出不足，达不到想要的效果。

电源的稳定性至关重要，就像你工作时需要一杯好咖啡提神醒脑。

有源钳位正激原理与设计实例

有源钳位正激原理与设计实例
有源钳位正激原理与设计实例
单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。

但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和。

传统的磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD 箝位技术。

这三种复位技术虽然都有一定的优点，但是同时也存在一些缺陷。

（1）第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网。

它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较复杂；变压器磁芯不是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大。

（2）RCD箝位技术采用RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单，成本低廉。

它存在的缺点是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。

（3）LCD箝位技术采用无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网，效率较高。

有源钳位正激原理与设计实例。

有源钳位正激变换器的分析与设计

有源钳位正激变换器的分析与设计电气持动1999年第1期有源钳位正激变换器的分析与设计南京航空航天大学陈道炼严仰光,,——一——————一T}2Ll,摘要:丰文论述了有源钳位正融变换器的原理与设计利用有源钳位电路宴现功率变压器对称磁复位.部分磁化能量用来对功率开关寄生电蒋放电到零,宴现零电压开关.有谅钳位技术增强了正激变换器性能实验证宴了理论分析的正确性关键词:毛器量皇茎苎登堂堡瓣AnalysisandDesignofanActiveClampedForwardConverter ChenDaolianYahYangguangAbstract:Theanalysisanddesign.fanactireclampedforwardcoHverterIspresentedinthispa perByulganactiveclampedcircuit1thepowertrans,"ormerisymmetricallymagneticreseted.andapar tofmagnetizingen—ergyisusedtodischarge:heparasiticcapachan.eofthepowerwitchtozeiardertOobtainzer.vo ltageswitchAclireclampedtechra[quec-nbancestorwardC0nverteperformanceandthetheorica lanalysisisverifiedbythee~perJmentalresultKeywords~rwardCo.vett~r…voltageswitchactiveclamped1概述由于正激DC/DC变换器具有电路拓扑简单,输入输出电气隔离.电压升,降范围宽,易于多路输出等优点,因此被广泛应用于中小功率电源变换场合然而,正激变换器的一个固有缺点是需要附加电路实现变压器磁复位采用磁复位绕组正激变换器--的优点是技术成熟可靠.磁化能量无损地回馈到直流电网中去.但附加的磁复位绕组使变压器结构复杂化.变压器漏感引起的关断电压尖峰需要RC缓冲电路来抑制,占空比d<0.5,功率开关承受的电压应力与输入电源电压成正比.RCD钳拉正激变换器的优点是磁复位电路简单,占空比d可以大于0.5,功率开关承受电压应力较低.但大部分磁化能量消耗在钳位电阻中,因此它一般适用于变换效率不高且价廉的电源变换场台.无损LCD缓冲网络正激变换器¨j的优点是磁化能量无损地回馈到电网中,占空比d>0.5当开关频率太于30kHz时,过大的LC谐振电流增加了功率开关的导通损耗,因而通常应用+本文为航空基础科学基金,较自进课题资助项目研究内容30在开关频率为20kHz的场合采用有源钳位支路实现正激变换器变压器磁复位,比上述3种传统的方法优越,主辅开关均可实现零电压通断,这是零电压转换ZVT—PWM技术在正激变换器中的具体应用.本文将详细论述这种变换器的工作原理和设计要点2工作原理在传统正激变换器电路拓扑基础上,增加由钳位开关Sc与钳位电容Cc串联构成的有源钳位支路,便得到了有源钳位正激变换器,如图l所示.钳位开关Sc与主功率开关S的驱动信号互补.由变压器原边绕组伏秒积平衡原理可知,图1a电路钳位电压为式中d——占空比式(1)与Flyback变换器相似,称之为单端反激式Flybaek钳位(简称Flyback钳位).圈lb电路钳位电压为电气传动1999年第1期1bJ囤1有潍钳位正敲变换器(&)F[yback钳位<b)Boost钳位1U=U.(2)』I^式(2)与Boost变换器相似,称之为升压式Boost 钳位(简称Boost钳位).这两种钳位电路工作原理基本相同,只是回馈到输人电源中的电流谐波不同.本文以Flyback钳位电路为研究对象,其研究结论同样适用于Boost钳位电路.假设输出滤波电感L和钳位电容C足够大.因此可将其分别作为电流源和电压源处理,简化电路及其原理波形如图2所示(L为变压器磁化电感).每个PWM周期可分为7个区间,每个区间等效电路如图3a～g所示7个区间的电路变化过程叙述如下.to～l:t.时刻,S开通,Dl导通,D2截止,如图3a所示.t.～t:t时刻,S关断,负载折算到原边的电流』./Ⅳ对Cs充电,如图3b所示.t2～:t￡时刻.U上升到『,,Dl关断,D2开通,L上能量对Cs充电即二者谐振,使Ud上升, 如图3c所示.t～:t时刻,U上升到钳位电压U与fJT.之和,Dc开通,设开关频率,s>>1/(2n _——,/LC,),即钳位电压U基本不变,如图3d所示. t～￡::t时刻,磁化电流i为零,随后i变负,钳位开关Sc导通,Sc实现了零电压ZVS开通,如图3e所示.t=～t6:ts时刻,Sc关断…I.与C开始谐振,C以负值磁化电流放电,能量回馈到电网及转移到工中.如图3f所示.t6～(c):tB时刻,U下降到.D开通.D.与D共同导通期间为i在副边续流提供了路径,t时刻S再次开通,开始另一PWM周期,如图3g所示.欲获得功率开关S的ZVS开通,可用两种方法实现一种方法是变压器铁心加气晾,降低L增大磁化电流,当Sc在t时刻关断的磁化电流大于负载折算电流/N,则这两个电流的差值将使得C在t时刻之后继续放电.或者说磁化电流除了支持输出电流之外.剩余电流将用来使C放电,即将C上电荷抽尽.这种方法消除了功率开关S的容性开通损耗,但却增加了变压器铁损.另一种方法是在副边整流二极管D.中串联一饱和电抗器,延缓D.的开通时刻,即饱和电抗器暂时将变压器和负载断开.整个磁化电流将全部用来对C放电,但高频时饱和电抗器损耗较大fh)圉2简化电路丑其原理波形(a)简化电路(b)原理渡形3lⅢ电气持动1999年第1期图3每十等效电路f),～ifb"f～fJ～(d)～f)～ffJ,～6(g)～3关键参数设计3.1功率变压器设计接通电源,经历若干PWM周期后.钳位电容自动充电到某一稳态值U=u,它可保证铁心双向对称磁化任何铁心双向不对称磁化因素都会导致￡值适度的变化,从而迫使铁心双向对称磁化.设图2b中磁化电流渡形双向不对称, 即,的正向最大值太于负向最大值,则C的充电能量大于放电能量,因而十一/L十一i下降速率十一迫使.(即磁通)双向对称.有源钳位正激变换器的这一特点具有显着优点,克服了传统正激变换器变压器铁心利用率低的缺点, 进一步增强了正激变换器性能和工程应用价值, 较全桥,推挽变换器(存在单向偏磁现象)要优越得多.它同半桥变换器相似,具有抗磁不平衡能力,其根本原因是钳位电压或者说功率开关漏极电位具有浮动特陛.变压器原边绕组匝数为,'N一素等×10'(3)式中B一一铁心工作磁密S——铁心截面积t——功率开关导通时间由式(3)可知,绕组匝数是传统的复位绕组RCD正激变换器的一半,降低了铜损32占空比d设计功率开关S的电压应力为Ud,--U一一㈥32式中Ⅳ——变压器匝比变换器输出电压在相同的Ⅳ,U.下,当输^电源电压F增大时,占空比d减小,功率开关S电压应力变化不大.如图4所示.一般选取一一o75.该特点(可夫于0.5,但变化不大)使得它很适用于宽输入电源电压场合.例如,航空静止变流器输八电压U.一18～32V,选取有源钳位正激变换器作为DC/DC变换级最台适图4功翠开关电压应与占空比美系3.3钳位电容C设计钳位电容C值由钳位电压纹波3U:决定c越大.越小,功率开关S电压应力越小.但对电源电压或负载变化时的变换器状态响应速度也变慢设△:<<U,则在(1一d)丁区问内变压器磁化电流(钳位电容电流)近似按恒定斜率u./三下降,如图2b所示.由图2b可知,钳位电容电压纹波为1一Idt—I(1d)7';儿4C1()cJ式(5)中,J为t--t时磁化电流值.稳态时i即i的下降斜率为/L一J/寺(1一d)丁](6)由式(5),(6)可知,,/U为电气传动1999年第l期((=(1一d):T:/(8L(,1(7)由式c4)町知.功率开关电压应力纹渡己d,一.3U,因此虬一等=㈤按照d—d…最坏情况设计,取儿≤l0%或≤10%.3,4功率,钳位开关驱动延迟时间设计图2b原理波形示出r功率开关S与钳位开关S驱动信号延迟时间f:,合理没计r.与r:是实现有_碌钳位正激变换器的关键问题之一延迟时间过大.影响有效占空比延迟时间过小,满足不了要求S关断与S开通的时问间隔为r!≥一=2r,√L…C4(9)式(9)为l,C谐振电路的14谐振周期S关断与S开通的时间问隔为f一.<r<--t若忽略2一l,则3一l≈一t2='一.因此可得2ⅡLH<r<(i—d)71/!(10)式(9),式(10)按最坏情况(U.d—d…一U一)来调节RC延迟电路参数4实验航空静止变流器采用DC仁K二变换器和DC AC逆变器两级级联的电路拓扑结构DC/DC变换器将输入电压U.=18～32V,升高到稳定的l90VDC,仁K二AC逆变器再将190VDC逆变成115V400HzACDC/DC变换器,DC/AC逆变器各自构成闭环控制系统.考虑到输入电网电压变动范围大,且飞机交流用电负载与直流电网共地. 因而选用具有电气隔离且眭能优良的有源钳位正激变换器作为DC/DC变换级按上述理论设计的有源钳位正激变换器参数如下功率P.一100w,输A电源电压U.一18～32V.输出电压U一190V.开关频率一100 kHz.最大占宅比d一0.75.钳位电容c=60nF,延迟时间rl取600ns,r2取470ns原理实验测得不同输出功率时变换效率如图5所示l习j有源钳位正馓耍挽器教军曲线5结论本文论述了,有源钳位正激变换器的原理与设计,得出了如下结论(1)有_碌钳位正激变换器变压器铁心工作在双向对称磁化状态,提高了铁心利用率,减小了体积与重量.占空比>0,5.进一步增强lr其性能和工程实用价值,适用于宽输A电源电压场合. (2)有源钳位正激变换器实质E是零电压转换PWM变换器,兼有谐振技术与传统PwM技术两者之优点(3)提供r钳位电容C,驱动信号延迟时间r,r:等关键电路参数与其它参数间的定量关系(4)实验证实了有源钳位正激变换器具有优良的性能.参考文献11遭密电电于技术.航空工业出社1992:213～2142陈道炼RCD钳位正激变拽器的分析研究南京航空航元大学,1997(2):231～2353洗冬珍等.LCD无垌吸收网络的应用研究电力电子技术. 1995t4)35～:184LeuCSetⅡ,.ComparisonofForwardFopologieswirhV ari …ResetSchemes,VPECSeminarproceedings1991101～1n§藕百1丽丽i(上接第21页)KrausePC.Analy~isofElectricMachlnery.NewY ork:Mc G…Hi】l,1986jKane]lakopou[osI.KokorovicPVMarinoRAnExtended DlteetSchemefoiRobustAdaptlveNonlinearComro[.Auto一tca.1991.27(2)247～2j55MarinoRAnExample.fANonlinearRegula1.r1EEE T…sAutom,Contr,l984,29(3):276～2797MarinaR—PeresadaS.Va]igiPAdaptiveInput-outputLin- earizingControl.fInductionblotorsIEEETrans.AutomContr19§3,38(2):208～2218IsidoriANon]inearControlSystemsBetlinspringerV etlag19蚺9蔡自兴等译.应用非线性控制北京:国防工业出社, 199276～77面蓓百丽F而33。

有源箝位正激式电路的特点及其参数设计

Science &Technology Vision科技视界0引言在烟草工业电气设备中,各种电路板和模块上的大量集成电路,需要直流5V 电源供电,通常我们用高于5V 的直流电再通过DC-DC 三端稳压模块变换(一般压差为2V)得到稳定的5V 电源。

实验室用的电源电流一般只有5A,10A,且体积偏大,不适合安装。

有源钳位正激式拓扑电路适合中小功率开关电源的设计,而且结构简单,性能好,适合在烟草工业电气设备中使用。

1有源箝位正激式电路的特点图1有源箝位正激式模型电路有源钳位正激变换器拓扑与传统的单端正激变换器拓扑基本相同,只是增加了辅助开关Qc(带反并二极管)和储能电容Cc,且略去了传统正激变换器的磁恢复电路。

开关Q1和Qc 工作在互补状态。

为了防止开关Q1和Qc 共态导通,两开关的驱动信号间留有一定的死区时间。

采用有源箝位的正激变换器的特点是:变压器是双向对称磁化的,工作在B-H 回线的第一和第三象限,变压器得到了充分利用,因此占空比可以大于0.5,而且开关管的电压应力低,适合与输入电压范围比较宽的应用场合,箝位开关管是零电压开关的,励磁能量和漏感能量全部回馈到电网。

2参数设计2.1功率变压器的设计1)工作频率的设定开关频率的提高有助于开关电源的体积减小,重量减轻。

开关频率提高又增加了开关损耗和磁芯损耗。

本方案通初步确定工作频率和最大占空比如下:工作频率f=170kHz 最大占空比=75%2)根据设计输出功率选择磁芯P O =7.5×20=150(W)考虑有20%裕量和效率,取η=80%,则150×1.2×1.25=225瓦,选择一个传递功率可达300瓦的磁芯,通过Ferroxcube 公司的磁芯手册,选材料代号为3F3的锰锌铁氧体磁芯,材料的损耗曲线如图2所示。

比损耗为100Mw/cm 3对应磁通密度摆幅为0.09T。

这里是第一次选择磁通密度摆幅。

图2比损耗与频率和峰值磁感应关系T=100℃应用面积粗略估计公式:AP=A e A w =P OK ΔBf T()4/3cm4其中:P O ———输出功率(W);ΔB ———磁通密度变化量(T);f T ———变压器工作频率(Hz);K ———0.014(正激变换器)得到AP=2720.014×0.08×170×103()4/3=1.2cm4假定选择磁芯EE32/6/20,查阅手册得到A w =130mm 2A e =130mm 2V e =5380mm 3l e =41.4mm 。

有源钳位DC／DC正激变换器硬件电路及参数的设计

有源钳位DC／DC正激变换器硬件电路及参数的设计摘要：开关稳压电源取代晶体管线性稳压电源已有30多年历史。

最初的开关电源一问世其电能转换效率就已经达到了60%-70%，转换效率可达到线性电源的一倍。

因此开关电源引起了人们的广泛关注。

随着社会进步，开关电源应用越来越广泛，对开关电源也提出新的要求。

开关电源要小型轻量，包括磁性元件和电容的体积重量要小。

此外要求开关电源效率要更高，性能更好，可靠性更高等。

DC-DC变换器是开关电源的主要组成部分，它是电能转换的核心，涉及到体积，转换效率等各方面的要求。

本文主要介绍有源钳位单端正激式DC/DC变换器的设计方法。

关键词：DC-DC变换器；有源钳位；设计；输入电压为28.5±5V，输出电压为12V，输出功率为50W。

一、占空比的设计当主开关管Q1开通时，变压器原方绕组所承受的电压为，Q1截止时，原方绕组承受的反向电压为钳位电容上的电压。

假设足够大，则在Q1截止期间，可以认为保持不变，则根据伏-秒积平衡可以得到：（5-1）则不难得到：（5-2）当主开关管Q1关断时，漏源电压应力为：（5-3）综合式（5-1）、（5-2）、（5-3）式可得（5-4）在相同的N、下，当输入电源电压增大时，占空比D减小。

从式（5-4）可以看出，当D变化时，开关管电压应力也随之变化。

当D=0.5左右变化时，的值变化不大，也就是说，当输入电压变化比较大时，开关管电压应力变化不大，因此有源钳位正激变换器特别适用于宽输入电源电压场合。

一般D最大可以取到0.75左右。

在设计开关电源时，应该合理选择占空比，使得当输入电压为最大和最小值，开关管的电压应力相等。

由式（4-4）可得：，（5-5）由式（5-2）可知，欲使得输入最大电压和最小电压时开关管电压应力相等，则须满足以下条件：（5-6）则可以算得=0.412，=0.588，N=1.15为了便于高频变压器的制作，取N=1，则根据式（4-4）可以得到：=0.358，=0.511二、主开关管的选择选择MOSFET的原则是：MOSFET的额定电压和电流值不小于变换器中MOSFET所承受的最大电压和最大电流，一般应该为两倍。

有源钳位正激变换器设计释心分享

第四部分
使用PSpice对主电路进行开环仿真研究
输出稳定时滤波电感电流的波形
14.57A 12.50A
10.00A
7.50A
2.4954ms 2.5000ms I(L1)
2.5100ms
2.5200ms
2.5300ms Time
2.5400ms
2.5500ms 2.556
输出电压和电流波形
主开关管和辅助开关管的驱动信号波形
开关模态3（T2-T3）：DF续流阶段
Lo
Cc Vin
Lr
D2 Q2
Np Ns Lm
1:N
Q1 D1 Coss
QF DF Cossf
Co Vo
QR
DR
Cossr
T2时刻后，Coss电压升高于Vin Io由DR换流至DF,通过DF续流 Lm、Lr和Coss谐振 T3时刻，Coss充至Vin+Vc
开关模态4（T3-T4）：Q2的零电压开通阶段
D2
D3
CR
S
当开关S闭合时，电源电压加在高频变压器原边绕组 N1上，建立起励磁磁通。只要磁心不饱和，副绕组 N2上就会感应电势
正激变换器磁复位的方法
• 多谐振复位技术 • RCD钳位技术 • 有源钳位技术 • ……
优缺点对比
优点
缺点
主开关管漏-源极电压应力达
多谐振复输入电流波形较为平滑，EMI 到输入电压的 3—4 倍，
0.0380 Transfer function:
0.001216 s + 16 ----------------------------2.4e-008 s^2 + 2.4e-005 s + 1 >> num=[3.18e-4 1]; den=[2.64e-4 0]; Gc=tf(num,den); figure(2) bode(Gc); G=series(Gc,G0); figure(3) margin(G)

有源钳位

有源钳位-正反激电路分析参考样机：LAMBDA 全砖，500W ，36~75V 输入，28V/18A 输出；电路拓扑结构：有源钳位-正反激；测试条件：48V 输入，9A 输出；电路模型：I VinL术语：Vin: 输入直流电压；V o: 输出电压；n: 变压器匝比； I L ：变压器T1和T2的漏感；Lm1,Lm2：T1和T2的激磁电感； Im1,Im2：T1和T2的激磁电流；Ip1,Ip2：负载折算到原边的电流；Ip: 原边电流； Id1,Id2：变压器次级电流。

t4t1Vs2t2Vs1Vgs_Q2Id1t3t6Ipt5Vgs_Q1Id2电路工作原理与过程：状态1：(t1~t2） Q1导通，Q2截止。

+VinI L变压器T1原边电感储能，漏感储能，T2向负载传送能量。

Im1=Im2+Ip2=I L状态2：(t2~t3)Q1由导通变为截止，Q2仍截止。

+L-VinId1I当Q1截止瞬间，所有的直流电流通路被断开，Lk 和Lm1为了阻止电流减小的趋势而产生反向电动势。

Lm1与Lm2上的电压幅值相等（等于Vo*n ），方向相反。

Im1提供T2的激磁电流Im2以及负载电流Ip2和Ip1，并同I L 一起对C2充电。

Ic2- I L = Im1-Ip1=Im2+Ip2。

Ip1从零电流开始上升，Ip2从最大电流开始下降。

当Ip2下降到零时，Ip1=Im1-Im2，Lm2上的电压反相。

Id1VinL IC2上电压很快被充至Vc1，Q2的体二极管D4导通，C1被充电。

充电电流Ic1=Im2= I L +Im1-Ip1 (Ic1忽略)，Ic1由最大充电电流开始下降，Ip1则继续上升。

状态3：(t3~t5)Q1仍截止，Q2由截止变为导通。

Id1VinQ2开通时，C1仍然还在充电，直到C1上的电压充到最高值，C1开始放电。

Ip1=Ic1-I L ，放电电流一方面给Lm2提供反相电流，同时使Ip1继续上升。

状态4：(t5~t6)Q1仍截止，Q2由导通截止变为截止。

有源钳位正激电路的分析设计

有源钳位正激电路的分析设计一、有源钳位正激电路的基本原理有源钳位正激电路主要由放大器、反馈电阻和两个二极管组成。

其基本原理是通过两个二极管将输入信号限制在一个稳定的范围内，从而防止过大的信号损坏放大器。

这种电路设计的关键在于确定适当的电阻值和二极管的工作点。

二、电路参数的计算1.反馈电阻：反馈电阻的选择主要考虑稳定性和放大倍数。

一般而言，反馈电阻越大，稳定性越好，但放大倍数也会相应下降。

可以通过实际的电路要求和实验数据来确定反馈电阻的大小。

2.二极管的工作点：二极管的工作点是指二极管的电压和电流处于稳定的状态。

通过适当选择电阻和电源电压，可以使得二极管的工作点处于合适的范围内，保证电路正常工作。

3.放大器的参数：放大器的参数可以根据实际需求进行选择，包括放大倍数、频率响应等。

这些参数的选择需要根据具体应用场景进行设计。

三、电路设计步骤1.确定电路要求：明确电路的输入和输出要求，包括输入信号幅度、频率等。

2.选择放大器：根据电路要求选择合适的放大器，考虑放大倍数、频率响应等参数。

3.确定反馈电阻：根据实验数据和实际要求确定合适的反馈电阻值，注意稳定性和放大倍数之间的平衡。

4.计算二极管的工作点：根据二极管的参数和电路要求计算合适的电阻和电源电压，使得二极管工作点处于合适的范围内。

5.组装和调试电路：根据设计结果进行电路组装，并进行实际测试和调试。

根据测试结果进行必要的调整和优化。

四、电路设计实例例如，设计一个有源钳位正激电路，要求输入信号幅度为±5V，放大倍数为10倍，频率响应为10Hz~10kHz。

1.根据放大倍数的要求，选择放大器的参数。

可以选择带宽为100kHz的运放作为放大器。

2.根据反馈电阻的要求，假设我们选择反馈电阻为1kΩ，根据反馈电阻的公式计算得到反馈电流为10mA。

3.选择合适的二极管，例如硅二极管，根据二极管的伏安特性曲线和电路要求计算合适的电阻和电源电压。

假设选择电阻为10kΩ，电源电压为15V。

有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法

有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法刘耀平(深圳华德电子有限公司，广东深圳 518066）摘要：零电压软开关有源钳位正激变换器拓扑非常适合中小功率开关电源的设计。

增加变压器励磁电流或应用磁饱和电感均能实现零电压软开关工作模式。

基于对零电压软开关有源钳位正激变换器拓扑的理论分析，提出了一套实用的优化设计方法。

实验结果验证了理论分析和设计方法。

关键词：有源钳位；正激变换器；零电压软开关1 引言单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。

在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。

当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。

所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。

而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；d v/d t和d i/d t 大，EMI问题难以处理。

为了克服这些缺陷，文献[1][2][3]提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上改变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了d v/d t和d i/d t，改善了电磁兼容性。

因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。

然而，有源钳位正激变换器并非完美无缺，零电压软开关特性也并非总能实现。

因而，在工业应用中，对该电路进行优化设计显得尤为重要。

本文针对有源钳位正激变换器拓扑，进行了详细的理论分析，指出了该电路的局限性，并给出了一种优化设计方法。

2 正激有源钳位变换器的工作原理如图1所示，有源钳位正激变换器拓扑与传统的单端正激变换器拓扑基本相同，只是增加了辅助开关（带反并二极管）和储能电容C s，以及谐振电容C ds1、C ds2，且略去了传统正激变换器的磁恢复电路。

有源箝位正激变化器主电路设计

第3章有源箝位正激变化器主电路设计3.1 变换器的主要技术指标本课题采用了上一章提出的有源箝位正激变换器拓扑，其主要技术指标如下：输入电压：36V-72V ；输出电压：3.3V ；输出电流：0-30A ；开关频率：250KHz ；整机效率：>90%；最大温升：40o C ；冷却方式：自然通风；最大占空比：60%；输出纹波系数(48in U V =)：1%。

3.2 主电路的主要元器件参数设计和选择3.2.1 输出滤波电感的设计输出滤波电感L o 上的最大纹波电流波形如图3-1所示：I I ∆图3-1 最大纹波电流波Fig. 3-1 Ripple current waveform of output Inductor对于输出滤波电感L o 的值，可根据电磁感应定律求解：()o o MIN o SW 1V L D I f =-∆ (3-1)式中：o V 为输出电压值； o I ∆为满载输出电流波动，在此取o 3I A ∆=；SW f 为电感工作频率；MIN D 为最小占空比。

由式(3-1)可以得到所需要的滤波电感值为： ()o 33.310.3 2.05μH 325010L =-=⨯⨯ (3-2)增大输出滤波电感的电感量，可以减小纹波电流，但是系统的瞬态响应速度会变慢；反之减小电感量，系统的瞬态响应变快，但纹波电流增大，因而给滤波电容增加了负担，器件的损耗也会增加。

综合考虑以上因素，在本设计中取：o =2μH L 。

将o =2μH L 代入式(3-1)，可以得到o I ∆为： ()()o o MIN 63o SW 3.3110.3 4.62A 21025010V I D L f -∆=-=-=⨯⨯⨯ (3-3)3.2.2 输出滤波电容的设计输出滤波电容的选择要基于许多实用要求，例如纹波要求、耐压、耐流及等效串联电阻等。

在本设计中，为了满足输出纹波电压小于稳定输出电压的1%即33mV 的要求，最小输出滤波电容的值可以根据式(3-4)得出：()o o MIN 36SW o 4.6270μF 88250103310I C f V -∆===∆⨯⨯⨯⨯ (3-4)由式(3-4)计算出来的值只能满足输出电压纹波的要求，最终选择值的选择还要根据系统对瞬态响应的要求和参照输出滤波电容的等效串联电阻ESR R 。

DC-DC正激变换器次级有源箝位电路.

DC-DC正激变换器次级有源箝位电路DC-DC正激变换器次级有源箝位电路类别：电源技术摘要提出一种新型DC-DC正激变换器次级有源箝位电路。

它一方面将储存于变压器漏感能量无损耗地转移到负载，另一方面有效降低了次级功率二极管电压应力。

本文对其一个周期内工作原理及相关理论进行分析，并给出2.8kW DC-DC变换器实验结果及波形。

关键词正激变换有源箝位漏感1 前言图1为正激变换器次级拓扑结构电路，VD1为整流二极管，VD2是续流二极管，Lf是输出滤波电感，Cf是输出滤波电容。

当初级开关管开通时，VD1导通，VD2截止，初级能量向负载转移；当初级开关管关断时，VD1关断，VD2开通，滤波电感电流通过VD2续流。

以上只是理想状态，若考虑功率二极管的反向恢复特性和变压器漏感，当VD1(或VD2)处于反向恢复期时，有一冲击电流流经变压器，并将能量储存于变压器漏感中，此能量将使二极管承受较大的反向电压冲击。

这样一方面需选用较高耐压等级的二极管，另一方面产生的EMI也较大。

此外，由于变压器存在绕线电阻，此能量会使变压器发热。

如何有效处理漏感能量呢?最常用的办法是将无源RC缓冲电路与每只功率二极管并联，如图2所示，使漏感能量都消耗在缓冲器上。

工作频率越高，缓冲器消耗的能量越多，因此，变换器频率和效率都不高。

下面将介绍一种有源箝位电路，它能将功率二极管反向电压箝位在一较低范围内，并且能量回收电路将漏感所存储的能量无损耗地转移到负载，便于实现变换器的小型化。

2 电路原理分析 DC-DC次级有源箝位电路如图3所示，L2表示变压器次级的漏感，由VD1、VD2、VD3、VD4、C1组成全桥结构箝位电路，VD1、VD2是正激变换次级主整流二极管和续流二极管。

对于这种全桥结构，加在每个主二极管上的最大反向电压就是电容C1的电压。

因此，如果能将C1电压箝在小于每个二极管的最大反向电压，二极管就可实现安全箝位了。

VT3、L3、VD5、C2组成升-降压式的能量回收电路。

有源钳位正激电路的分析设计

有源箝位正激变换器电路分析设计1.引言有隔离变换器的DC/DC变换器按照铁芯磁化方式，可分为双端变换器和单端变换器。

和双端变换器比拟，单端变换器线路简单、无功率管共导通问题、也不存在高频变换器单向偏磁和瞬间饱和问题，但由于高频变换器工作在磁滞回线一侧，利用率低。

因此，它只适用于中小功率输出场合。

单端正激变换器是一个隔离开关变换器，隔离型变换器的一个根本特点是有一个用于隔离的高频变压器，所以可以用于高电压的场合。

由于引入了高频变压器极大的增加了变换器的种类，丰富了变换器的功能，也有效的扩大了变换器的使用围。

单端正激变换器拓扑以其构造简单、工作可靠、本钱低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。

在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。

当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的根本要求。

所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。

而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；dv/dt和di/dt大等。

为了克制这些缺陷，提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了dv/dt和di/dt，改善了电磁兼容性。

因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。

本文主要介绍Flyback型有源箝位正激变换器的稳态工作原理与电路设计。

2. 有源箝位正激变换器电路的介绍有源箝位正激变换器由有源箝位支路和功率输出电路组成。

有源箝位支路由箝位开关和箝位电容串联组成，并联在主开关或变压器原边绕组两端。

利用箝位电容及开关管的输出电容与变压器绕组的激磁电感谐振创造主开关和箝位开关的Z VS工作条件，并在主开关关断期间，利用箝位电容的电压限制主开关两端的电压根本保持不变，从而防止了主开关过大的电压应力；另一方面，在正激变换器中采用有源箝位技术还可实现变压器铁芯的自动磁复位，并可以使激磁电流沿正负两个方向流动，使其工作在双向对称磁化状态，提高了铁芯的利用率。

单输出有源钳位正激DC_DC变换器设计

（15）
图4
同步整流驱动原理
取整 20 匝。
压的变化而变化[3]，当输入电压变化范围很大时，自驱动同步整流基本不能工作。另外一种办法是采用变压器辅助绕组来获取一路驱动电压，但此驱动电压在关断时为负值，且较大。对于关断
4 初级开关管软开关的实现
初级的损耗很大一部分是来自主开关管开通时的开关损耗，如果将其开通前的源漏极电压 Uds 降低则可大大提升效率。将 Uds 完全降低到 0 才导，将 Uds 降低到较通 Q1 则是真正的软开关（ZVS）小的值再让导通则是 VVS （ Valley Voltage 。这里利用 LC 谐振原理来实现 ZVS。 Switch）图 3 中的 L 是变压器的初级电感，为励磁电感和漏感之和。电容 C 为初级开关管的输出电容，其值可以从 MOSFET 数据手册上获得。谐振是发生在主管和钳位管均关断的死区时间内，理想的死区时间应该设置为谐振周期的一半，此时电容上的电压为零，主开关管可以实现零电压导通，。即（ZVS）本文实现的软开关是 VVS，将变压器初级的电压谐振至 0，Uds 电压则由原来的钳位电压降为输入电压。
，其
（6）
。于中 Ton 为每个周期 U 加在线圈上的时间（s）
因此这两种钳位方式主开关管所承受的压降是相同的。有源钳位的每个 PWM 周期可分为 7 个区间，本文以下钳位为例对有源钳位在高效性方面进行探讨。
[4]
（11）取 19 匝，根据变压器初、次级匝比可得到次级的匝数为 18.095 匝，取 18 匝。
（9）
DU in = (1 − D)U cl
上的电压：
（4）
其中 Po 为输出功率；ΔB 为磁通密度变化量（T），在磁芯损耗特性曲线中查到磁损耗 200mW/cm3 取

单输出有源钳位正激DC—DC变换器设计

ａｄｈｒｏｄｃａｃｆｔｅＭＯＳＥＴｒｓｌｎａｌｗｏｖｒｏｆｃｅｃ．ｔｅｃａａｌｒｃａｍｈｎｒｙｉｎａｄｃｎｕｔｎｅｏｈＦｅｕｔｉｏｃｎｅｔｒｅｉｎｙＡｃｉ．ｌｍｐＣｌｅｌｉｔｅｅｅｇｎｓｉｖ
ａｔｅｃａｒｒ－ｏｖｒｅ．ｃｉ－ｌｍｐｆｗａｄＤＣ－ｖ・ｏＤＣｃｎｅｔｒ
ＫｅｏｄｓＤＣ．ｏｖｒｅ；ａｔｅｃａ；ｓｆｓｔｈ；ｓｎｈｏｏｓｅｔｃｔｏｖｗｒ：ＤＣｃｎｅｒｔｃｉ．ｌｍｐｏｔｗｉｙｃｒｎｕｃｉａｉｎｖｃ回收励磁电感中的能量至输入端，有初级开关管的软开关将ＭＯＳ管的开关损耗降到最低。本文以一个设计示例讨论了变压器和电感在有源钳位变换器中的设计。结果表明，在２Ｖ输入电压时４
效率超过９％，负载调整率也在１％以内，验证了单路输出有源钳位正激Ｄ — ０．３ＣＤＣ拓扑变换器良好的负载调整率以及高效性。关键词：Ｄ．ＣＤＣ变换器；有源钳位；软开关；同步整流中图分类号：ＴＭ４文献标识码：Ｂ文章编号：１０ —８０２１）５０６－４０１３（０００．０００３
ａｔｅｃａｃｉ — ｌｍｐＤＣ— ｏｖｒｅ．Ｉｈｅｉｎｅａｌ，ｅｆｉｎｙｏｉｈｒｔａ０ａｄｔｅｌａｅｕａｉｎｗｉｉｖＤＣｃｎｅｔｒｎｔｅｄｓｇｘｍｐｅｆｃｅｆｈｇｅｈｎ９％ｎｏｄｒｇｌｔｔｎｉｈｏｈ１３ｗｅｅｏｔｉｅｏｕｒｔｆ２Ｖｉｈｖｒｙｔｅｅｃｌｎａｅｕａｉｎａｄｈｇｆｃｅｃｆｓｎｌｎ－％ｒｂａｎｄｆｒａｏｔｕ４ｗｈｃｅｉｘｅｌｔｌｄｒｇｌｔｎｉｈｅｉｎｙｏｇｅｅｄｎ ’ ｏｆｈｅｏｏｉｉ

干货分享：正激有源钳位软开关电源设计

干货分享：正激有源钳位软开关电源设计近年来电源行业一直致力于80PLUS 的产品研发，如何来达到85PLUS 的要求呢。

这对于一般的适配器没有什么问题，很容易实现。

但是对于pc 电源或服务器电源这种带多输出中低直流电压的电源来讲，要达到85PLUS 就不这么容易了。

应对这样的问题使用双晶体管正激电源再合适不过了，范围从300W 到1200W 的被厂商广泛使用，利用一些技术手段就可以满足80PLUS 的要求。

本文介绍一种利用有源钳位技术在双晶体管正激上实现软开关的设计方法，并给出实际的案例和实验结果。

双晶体管正激有源钳位软开关的工作原理双晶体管正激有源钳位软开关主电路如图1 所示。

参阅图2 至图7，详细讲述双晶正激有源钳位开关电源的工作过程如下：(1)功率传输阶段(t0～t1)，如图2 所示，该阶段第一主开关管VT1 和第二主开关管VT2 同时导通，而钳位开关管VTR1 处于关断状态。

加在变压器上的输入电压使励磁电流线性上升，初级向次级经变压器传输能量。

次级VD1 导通，VD2 截止，L1 上的电流线性上升，整流滤波后供给负载RL。

在此条件下VD1 和VD2 刚好ZVS 下导通，因其体二极管先前已经在导通状态(如图6 所示) (2)谐振阶段(t1～t2)，如图3 所示，在占空比的控制下，第一主开关管VT1 和第二主开关管VT2 在t1 时刻同时关断，变压器磁芯极性反转。

因输入电源和变压器的励磁电感的作用给VT1 和VT2 的寄生电容COSS1，COSS2 充电，由于电容电压不能突变，第一主开关管VT1 和第二主开关管VT2 在ZVS 状态下关断。

同时变压器的励磁电流开始给钳位开关管VTR1 的寄生电容COSS 放电，经VTR1 的体二极管给钳位电容CR1 充电。

次级VD1 截止，VD2 导通，L1 经过VD2 续流继续给负载RL 供电。

基于有源箝位软开关正激拓扑的射频电源设计分析

基于有源箝位软开关正激拓扑的射频电源设计分析摘要：随着科技的发展和社会的进步，推动着电气化的进一步发展，水平不断地提高，电子设备得到了充分地发展，各种各样的电子设备在市场上出现。

电子产品的多样化发展，人们在生活生产中对于电源的要求也越来越高，且由于电子设备的不断小型化发展，因此当前对于高效、小型化、轻量化的电源的需求不断增加，本文主要针对基于有源箝位软开关正激拓扑的射频电源设计进行分析，不断提高电源开关的效率。

关键词：有源箝位软开关正激拓扑射频电源设计分析前言：电力电子技术的发展是人类进步的重要体现，是科技水平进步的重要标志，在当前科技时代电力电子产品的发展始终在科技发展中扮演着重要的角色，而电源的设计及应用在电力电子产品的能量供给中处于核心地位，因此基于有源箝位软开关正激拓扑的射频电源设计有着不可替代的作用。

射频电源广泛应用于通讯、能源自动控制等相关领域之中，射频电源是进行微波信号控制的重要部件，是射频微波系统地控制核心，对电子设备的自动控制系统的可靠性有着重要的作用。

随着对电子设备的小型化的追求，高频化，软开关技术是电源的小型化设计的主要技术方式，因此基于有源箝位软开关正激拓扑的射频电源设计是当下电力电子开发研究的重点关注问题之一。

一、有源箝位软开关正激拓扑的工作原理（一）工作原理电源为电子产品提供能量，其产生的作用是不可替代的，在电源开关的设计上不仅仅需要其保证自己工作的完成，还需要对成本进行降低，正激变换方式的结构比较简单，成本也会比较低，制作起来较其他方式而言比较简单并且可靠程度比较高，这使的有源箝位软开关正激拓扑的应用范围比较广。

有源箝位软开关正激拓扑与传统的相比较，主要是增加了箝位开关和箝位电容，能够有效地降低开关的电容差，同时使得变压器复位，从而避免了磁芯饱和的现象[1]，通过利用同步整流的方法以及自驱动的方式，将设计变得更加简单、可靠。

图1 有源箝位软开关正激拓扑等效电路（二）有源箝位软开关正激拓扑有源箝位正激拓扑与传统的单端正激拓扑基本上是相同的，只是增加了而辅助开关、储能电容以及谐振电容，略去了传统正激拓扑中磁恢复电路。

有源钳位正激变换器的功率损耗分析

有源钳位正激变换器的功率损耗分析当前，市场对高功率密度、低压/大电流DC-DC模块电源的需求与日俱增。

由此推动了其相关技术的研究与发展。

在适合低压/大电流应用的DC-DC变换器拓扑中，常用的有基本的BUCK或同步整流BUCK拓扑。

但是由于BUCK变换器的占空比D很小，如果要求输出电压低于1V，而一般的分布式电源系统（DPS）的母线电压为12V 或48V,这样占空比将小于10％，表明有效的功率转换只发生在整个工作周期的10%时间内，其余90%时间里负载靠输出大电容提供能量，使得变换器的效率降低。

采用反激变换器或正激变换器拓扑，可以增大占空比，提高效率。

但反激变换器，在其反馈环路分析中，带有气隙的变压器电感会在右半平面有个零点，这就使得连续模式（CCM）下的闭环补偿十分困难。

另外，由于二次侧没有输出低通滤波器，所以需要一个较大的电容。

与反激变换器相比较，正激变换器输出侧虽然多一个电感，但这降低了对输出电容的要求，其构成的LC滤波器非常适合输出大电流，可以有效的抑制输出电压纹波，所以正激变换器成为低压大电流功率变换器的首选拓扑。

然而，正激变换器的一个固有缺点是功率开关管截止期间变压器必须磁复位。

为了在较高频率下获得较高效率，采用有源钳位复位方法。

与传统的复位方法比较，有源钳位复位电路提供了变压器的磁通复位路径，因而不需要复位绕组或是有能量损耗的RCD复位电路。

不仅使变压器结构简化，而且提高了变换器的效率。

如何提高效率是我们一直努力的目标，本文将在已选的拓扑上，通过分析变换器的功率损耗，得出在一定的磁链的关系下，选择一个最优的励磁电感，可以使变换器的损耗最小，从而进一步提高效率。

2.工作原理图1有源钳位正激变换器拓扑fig1.active-clamp forward converter为方便分析，二次侧的二极管看成是理想的，仅考虑有源开关S1的体二极管，其他寄生参数忽略。

图1为正激变换器的有源钳位拓扑，图中变压器等效为励磁电感,漏感和匝数比为n=N1/N2的理想变压器。

有源钳位

t4t1Vs2t2Vs1Vgs_Q2Id1t3t6Ipt5Vgs_Q1Id2电路工作原理与过程：状态1：(t1~t2） Q1导通，Q2截止。

+VinI L变压器T1原边电感储能，漏感储能，T2向负载传送能量。

Im1=Im2+Ip2=I L状态2：(t2~t3)Q1由导通变为截止，Q2仍截止。

+L-VinId1I当Q1截止瞬间，所有的直流电流通路被断开，Lk 和Lm1为了阻止电流减小的趋势而产生反向电动势。

Lm1与Lm2上的电压幅值相等（等于Vo*n ），方向相反。

Im1提供T2的激磁电流Im2以及负载电流Ip2和Ip1，并同I L 一起对C2充电。

Ic2- I L = Im1-Ip1=Im2+Ip2。

Ip1从零电流开始上升，Ip2从最大电流开始下降。

当Ip2下降到零时，Ip1=Im1-Im2，Lm2上的电压反相。

Id1VinL IC2上电压很快被充至Vc1，Q2的体二极管D4导通，C1被充电。

充电电流Ic1=Im2= I L +Im1-Ip1 (Ic1忽略)，Ic1由最大充电电流开始下降，Ip1则继续上升。

状态3：(t3~t5)Q1仍截止，Q2由截止变为导通。

Id1VinQ2开通时，C1仍然还在充电，直到C1上的电压充到最高值，C1开始放电。

Ip1=Ic1-I L ，放电电流一方面给Lm2提供反相电流，同时使Ip1继续上升。

状态4：(t5~t6)Q1仍截止，Q2由导通截止变为截止。

有源钳位正激

过去的电源系统架构常用的是集中式电源架构。集中式电源架构是由一个集中的电源变流器产生所需的各种电源等级的输出电压。但随着系统要求的电压越来越低，电压等级越来越多，电流越来越大，集中供电方式的弊端日益显现。正是在这样的背景下，分布式电源架构（DPA）孕育而生[1]。分布式电源架构（DPA）电源系统，采用 48V 的电压直流总线，将能量的处理分成两级。第一级的变流器将输入的交流电压转换成为中间的 48V 直流母线电压，通过该直流母线将电能传递到负载侧；再通过设计在负载侧的独立隔离的负载变流器（DC/DC 模块）将 48V 直流母线电压转换成为负载所需要的电压，分别给各负载供电（如图 1.1 所示）。分布式电源架构具有电源效率高、输出电压调整率高、输出噪声小、动态响应快等优点，目前已经被广泛应用在通信电源、PC 电源、机顶盒、服务器等领域的电源系统当中。
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浙江大学硕士学位论文
摘要
本论文针对目前应用范围广泛的 Brick DC/DC 这种小功率电源市场，分析了其中常用的 DC/DC 拓扑结构，并针对性的集中分析了一种有代表性的应用拓扑——有源箝位正激（Active Clamp Forward）DC/DC 变换电路。该拓扑的复位电压可以自动调节，可以提供大于 50%的占空比，因而非常适合 Brick DC/DC 的宽范围要求。同时变压器上是完整的方波，可以给同步整流提供简单有效的自驱动方案。
输入emi功率器件保护驱无源集成模块输出滤波及emi控制单元输入系统标准接口输出标准可扩标准电力电子模块有源集成模块图12电力电子标准模块框图第二节brickdcdc变流器的典型拓扑的初步比较以下是在brickdcdc变流器中常用的几种拓扑结构有源箝位型正激变流器有源箝位型正激变流器37如图13所示原边有一个主开关和一个辅助开关sa但是sa需要高边驱动或是使用p沟道mosfet