有源钳位正激

有源钳位正激的复位：高侧与低侧
简介
关于有源钳位技术的所有论文均显示钳位电路应用于直接跨过变压器初级侧的高端，或直接跨过主MOSFET开关的漏极至源极的低端。

更有趣的是，作者似乎在哪方面最好，哪一方面最好，而为什么却很少或根本没有解释的问题上各占一半。

将有源钳位变压器复位技术应用于高端与将其应用于高端之间存在细微但值得注意的区别。

每种应用都会产生不同的传递函数，进而导致在复位期间向钳位电路施加不同的电压。

钳位电容器的值和电压额定值以及每种情况下栅极驱动电路之间的不同考虑因素都将受到直接影响。

Low-Side Clamp（低端钳位）
图1显示了应用于基本单端正激转换器的低端钳位电路，该转换器具有标准的全波整流输出和LC滤波器
只要主MOSFET Q1导通，就会在变压器的励磁电感上施加全部输入
电压，这称为功率传输模式。

相反，每当辅助（AUX）MOSFET Q2导通时，钳位电压和输入电压之间的差就会施加到变压器的励磁电感上，这称为变压器复位周期。

低端钳位的一个特定事实是，由于体二极管的方向，辅助MOSFET Q2必须是P沟道器件。

还值得注意的是，Q2仅载有变压器励磁电流，与反射的负载电流相比，平均值很小。

因此，选择低栅极电荷MOSFET应该是主要考虑因素，而低RDS（on）只是次要考虑因素。

在Q1关闭和Q2打开之间还引入了一个附加的死区时间。

在死区时间期间，初级电流保持连续流过P沟道AUX MOSFET Q2或主MOSFET Q1的体二极管。

这通常被称为谐振周期，其中为零电压开关（ZVS）设置条件。

这是有源钳位拓扑结构的重要且独特的特性，但是对于此比较而言，它几乎没有什么意义，除了简要提到有源钳位应用于低端还是高端始终存在。

忽略漏感的影响，可以通过在变压器励磁电感两端应用伏秒平衡原理来推导低端钳位的传递函数
（1）给出钳位电压VC(LS)的简化式(1)
（2）有趣的是，对于非隔离式升压转换器，（2）中给出的传递函数也是相同的传递函数，这就是为什么低侧钳位通常被称为升压型钳位的原因。

（2）的结果给出了输入电压和钳位电压之间传递函数的表达式。

但是，从图1中可以注意到，每当Q2导通时，钳位电压就直接施加在Q1的漏极-源极结两端，而不是变压器的初级励磁电感。

因此，可以对（2）进行扩展和编写，使其包含用于确定主MOSFET Q1上的漏-源电压应力的表达式：
（3）在变压器复位期间，变压器初级线圈上的点极性反转，因此现在将施加到初级线圈上的电压定义为：
（4）如果将（2）中的VC（LS）表达式代入（4）并简化，则将输入电压与复位电压相关的传递函数可以显示为：
（5）此外，单端正激转换器的占空比D定义为：
输出电压乘以输入电压乘以变压器匝数比n=NP/NS。

（6）将（6）代入（3）和（5）并进行简化，得到VIN（V），VO和N表示的VC（LS）和VRESET（LS）表达式，如（7）和（8）所示。

（7，8）现在，可以使用（7）和（8）的结果以图形方式显示在固定值VO和固定变压器匝数比N的情况下，钳位电压和变压器复位电压如何随输入电压变化。

使用4 V值对于VO（3.3 V加上一些额外的压降），首先在图2中绘制（7）的图形结果，并显示各种变压比N.
从图2（上图）可以看出，在最小输入电压（最大占空比D）期间MOSFET 电压应力的急剧变化。

因此，PWM控制器（如图4所示的UCC2891）必须具有精确限制最大占空比的能力。

结果可能是施加到MOSFET的
破坏性电压电平，或者必须过度指定最大MOSFET电压额定值。

从有源钳位设计的角度来看，通过绘制图2所示的图表来开始功率级设计会有所帮助。

然后可以选择一个变压器匝数比，以在每个输入电压极限下产生相对恒定的VDS（LS）。

图2显示，对于在整个电信输入电压（36 V <VIN <75 V）上工作的典型正激转换器，匝数比N = 6导致在VIN = 36 V时施加110 V的漏-源电压VIN = 75V。

图2所示的MOSFET 电压也是钳位电容器Ccl看到的电压。

因此，必须适当选择钳位电容器以承受全部钳位电压加上任何额外的降额电压。

选择了6的匝数比后，还可以针对变化的输入电压绘制由（8）给出的变压器复位电压VRESET （LS），如图3所示。

低侧钳位的栅极驱动注意事项
由于已经确定低端钳位电路的辅助MOSFET必须是P沟道器件，因此需要负栅极驱动电压才能完全打开该器件。

但是，大多数脉冲宽度调制器（PWM）控制器或栅极驱动器不会产生低于接地基准的输出电压电平。

使用如图4所示的应用于低侧钳位的栅极驱动电路，可以直接从低侧参考驱动器或PWM栅极驱动信号驱动P沟道MOSFET。

无论是直接从PWM还是从栅极驱动器获得，Q1的栅极至源极电压VOUT必须与VAUX同步同相，如图4的时序图所示（未显示死区延迟）。

使用诸如UCC2891之类的高级PWM控制器，极大地简化了驱动两个MOSFET开关的任务。

加上内部±2-A驱动器，用户可编程的死区时间和精确的最大占空比钳位，UCC2891提供了专门针对低端有源钳位应用的精确定相和控制
PWM栅极电压VAUX第一次变正时，二极管D1将被正向偏置，电容器C1充电至–VAUX伏。

然后，电容器电压通过R1放电。

如果R1和C1等式（9）的时间常数远大于PWM周期，则C1两端的电压保持相对恒定，并且在Q2处得到的栅极到源极的电压为–VAUX，峰值为零伏。

因此，VAUX有效地移到了地面以下，现在足以驱动P沟道MOSFET Q2的
栅极。

4 High-Side Clamp(高端钳位)
类似于低端钳位，每当主MOSFET Q1导通时，整个输入电压都施加在变压器的励磁电感上，这称为功率传输模式。

每当辅助MOSFET Q2导通时，钳位电压VC（HS）就会直接施加在变压器的励磁电感上，这称为变压器复位周期。

这与将钳位电压VC（LS）直接施加在主MOSFET 的漏极-源极结两端的低端情况完全不同。

仅由于体二极管的方向，高端钳位辅助MOSFET Q2必须是N沟道器件。

与低侧钳位电路类似，Q2中的主要损耗是栅极电荷损耗，因此选择MOSFET时要考虑到相同的低栅极电荷。

忽略漏感的影响，可以通过在变压器励磁电感上再次应用伏秒平衡原理来推导高端钳位的传递函数
（10，11）
有趣的是，在（11）中给出的传递函数也与非隔离反激式转换器的传递函数相同。

这就是为什么高端钳位通常被称为反激式钳位的原因。

（11）的结果给出了输入电压和钳位电压之间传递函数的表达式。

但是，从图5中可以注意到，每当Q2导通时，钳位电压就直接施加在变压器的初级励磁电感上。

因此，可以将（11）扩展和编写为包括用于确定复位电压的表达式：
（12）在变压器复位期间，变压器初级上的点极性反转，因此施加到主MOSFET Q1的漏极至源极的电压可写为：
（13）如果将（11）中的VC（HS）表达式代入（13）中并简化，则将输入电压与主MOSFET漏极-源极电压相关的传递函数可以显示为：
（14）将（6）代入（12）和（14）并进行简化，可以得到VRESET（HS）和VC（HS）的VIN，VO和N表达式，如（15）和（16）所示
现在，可以使用（15）的结果以图形方式显示在固定值VO和固定变压器匝数比N的情况下，钳位电压和变压器复位电压如何随输入电压而变化。

对于VO使用相同的先前值4 V（3.3 V加上一些额外的压降），（15）
的图形结果绘制在图6中，并显示了各种变压比N。

由于（16）给出的MOSFET漏极至源极电压与（7）给出的低侧钳位电压VDS（LS）相同，因此（16）的图形结果也可以由图2表示。

Choosing the Clamp Capacitor（钳位电容的选择）
无论使用高端还是低端有源钳位电路，施加到变压器初级的伏秒必须保持平衡，以使每种情况下的变压器复位电压均相等。

而且，由于每个电路的初级MOSFET漏极至源极电压应力和变压器复位电压都相同，因此必须考虑施加在钳位电容器Ccl两端的变化钳位电压。

通过比较每种情况下钳位电压传递函数之间的差异，可以看到钳位电容器电压变化的详细信息。

（17）
将（2）和（11）代入（17），ΔVC可表示为：
（18）（18）的结果表明VC（LS）比VC（HS）大VIN伏。

考虑到VIN的范围为36 V <VIN <72 V，图8显示了VC（HS），VC（LS）和∆VC的图形比较
因此，确定钳位电容器尺寸的首要考虑是知道在给定的VIN范围内合适的额定电压应为多少。

图8的曲线表明，ΔVC随着VIN线性增加。

对
于较高的VIN值，高端钳位电路提供最低的电压应力。

但是，仍然必须根据最小VIN，最大D的上升钳位电压来选择电容器，在本例中约为80V。

钳位电容器的值主要是基于可以容忍的允许纹波电压的数量来选择的。

另外，假设电容器的值足够大以近似钳位电压作为恒定电压源。

然而，根据（2）和（11），Vcl随输入电压而变化。

每当命令出现线路瞬态或占空比突然变化时，钳制电压（因此需要变压器复位电压）就需要花费一定的时间。

较大的电容器值会导致较小的电压纹波，但也会引入瞬态响应限制。

较小的电容器值会导致更快的瞬态响应，但代价是电压纹波较高。

理想情况下，应选择钳位电容器以允许一定的电压纹波，但不应太大，以免给主MOSFET Q1施加过多的漏-源电压应力。

密切注意Q1的VDS，同时允许大约20％的电压纹波。

简化Ccl的一种简化方法是求解Ccl，以使谐振时间常数远大于最大关断时间。

虽然诸如功率级时间常数和控制环路带宽之类的其他因素也将影响瞬态响应，但至少在有源钳位电路的角度，这种方法（如19所述）将确保瞬态性能不会受到影响。

（19）通过将（19）的两边除以总周期T并求解Ccl，可以将（19）改写为（20），用已知的设计参数表示Ccl：
（20）一旦由（20）计算出Ccl，在电路中测量钳位电容器纹波电压后，最终
设计值可能会略有变化。

此外，（20）对高端和低端有源钳位电路均有效，因此对于所需的钳位纹波电压，每种情况下钳位电容器的元件值均相同。

将有源钳位电路应用到高端与低端之间存在相似性以及细微但重要的区别。

表1总结了每个电路的差异和相似性之间的直接比较。

对于两个电路，主MOSFET上的漏极至源极电压应力VDS和变压器复位电压VRESET相同。

钳位电压传递函数之间的差异似乎很小，但是每个钳位电压传递函数对钳位电容器的选择和变压器匝数比都有很大影响。

对于要求钳位电路上的绝对最低电压应力的单端功率转换器应用，高端钳位将是最佳选择。

即使高端钳位电路产生较低的总钳位电压，该电压也趋于在最小VIN和最大占空比时急剧上升。

因此，必须特别注意精确限制最大允许占空比，以免超过主MOSFET的最大VDS。

高端钳位使用N沟道AUX MOSFET，因此与使用P沟道器件的低端钳位相比，有更多的组件选择。

但是，高端钳位电路还需要栅极驱动变压器，当绝对低成本是首要考虑因素时，它可能会发挥作用。

高侧钳位低侧钳位
VIN电压更高的电压变压器的匝
与高压侧钳位电路相比，当根据图2正确选择变压器匝数比时，低压侧钳位电路产生的钳位电压稍高，但控制效果更好。

低压侧钳位AUX MOSFET的栅极驱动电路也更简单，因为不需要栅极驱动变压器。

当输入电压范围为二到一个或更大时，低端钳位是一个不错的选择，因为可以容忍较高的占空比，而钳位电压的变化较小。

无论采用高端钳位还是低端钳位，与众所周知的RCD钳位和谐振复位技术相比，效率和性能优势都是巨大的。

利用先进的PWM控制器（例如UCC2891系列）的优势和灵活性，大大简化了通常与实现有源钳位变压器复位相关的复杂性。