软件无线电发射机的实现与仿真(三)的论文

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所以=a(n)cos[ ]cos( n)-a(n)sin[ ]sin( n)= cos( n)- sin( n) (4-58)式中= a(n)cos[ ] (4-59)= a(n)sin[ ] (4-60)这就是我们希望获得的同相和正交两个分量，根据、，就可以对各种调制样式进行解调，三大类解调的算法如下:调幅(am)解调:a(n)= (4-61)调相(pm)解调:= (4-62)(4-63)调频(fm)解调(4-64)在利用相位差分计算瞬时频率，即= - 时，由于计算要进行除法和反正切运算，这对于非专用数字信号处理器来说是较复杂的，在用软件实现时也可以用下面的方法来计算瞬时频率：== (4-65)对于调频信号，其振幅近似恒定，设=1，则(4-66)式(4-66)就是利用、直接计算的近似公式。

这种方法只有乘减运算，计算比较简便。

最后得到的软件无线电数字正交解调的通用模型，如图所示。

shape \* mergeformat图数字正交解调的通用模型模拟调制信号解调算法1. am解调信号表达式:s(n)=a(n)cos( ) ( (4-67)式中，；为调制信号；为载波初始相位。

对信号进行正交分解，得到同相和正交分量:同相分量:=a(n)cos (4-68)正交分量:= a(n)cos (4-69)对同相和正交分量平方之和开方:= +m(n) (4-70)减去直流分量就可得到调制信号m(n)。

这种方法具有着较强的抗载频适配能力，即本地载波与信号载波之间允许一定得频率偏差。

当由于传输信道或其他一些原因而造成本地载波与信号的载频之间存在频差和相差时，同相分量和正交分量可表示为:(4-71)(4-72)式中，= - ；= - ；、表示差频和差相可以是常量也可以是随机变量。

为本地载波的角频率: 是本地载波的初始相位。

对同相与正交分量平方之和开平方得:= +m(n) (4-70)所以，am信号用正交解调算法解调时，不要求载频严格的同频同相。

从以上分析过程中可知，理论上失配可以任意大，但由于失配时，同相和正交分量相当于调制在以失配频率为载频的载波上，严重失配时，信号会超出数字信道而发生失真。

2. dsb解调信号表达式:s(n)=m(n)cos (4-74)对信号进行正交分解得:同相分量:=m(n) (4-75)正交分量:=0 (4-76)解调时要求本地载频与信号载频同频同相，此时，同相分量输出就是解调信号。

同频同相本地载频的提取，可以利用数字科斯塔斯环获得。

数字科斯塔斯环既可以用软件实现也可以利用专门的数字信号处理硬件来实现。

3. ssb解调信号表达式:s(n)=m(n)cos sin (4-77)对信号正交分解得:同相分量:=m(n) (4-78)正交分量:= (n) (4-79)4. fm解调信号表达式:s(n)= cos[ + ] (4-80)式中，k为比例因子，为常数。

对信号进行正交分解得;同相分量:= cos[ ] (4-81)正交分量:= sin[ ] (4-82)对正交与同相分量之比值反正切运算:=arctg= (4-83)然后，求相位差分，即可求得调制信号:- =m(n) (4-84)为了讨论方便，这里及以下对比例因子k及常数忽略。

fm信号用正交解调方法解调时，也具有较强的抗载频失配(指失配差频和差相是常量，非随机变量)能力，本地载波与信号的载波存在频差和相差时，同相分量和正交分量可表示为:= cos[ + ] (4-85)= sin[ + ] (4-86)同样对正交与同相分量之比值反正切及差分运算，就可得到调制信号:arctg -arctg=[ + + ]-[ + + ] (4-87)= +m(n)当载波失配差频和差相是常量时，解调输出只不过增加了一个直流分量，减去直流分量就可得到调制信号m(n)。

数字调制信号的解调算法1. ask解调信号表达式:s(n)= cos( + ) (4-88)式中，为输入码元，且=0、1；g(n一m)是幅度为1，宽度为码元传输速率倒数的矩形脉冲门函数。

ask的解调算法与am解调一样:对信号进行正交分解，得同相和正交分量:同相分量:= cos( ) (4-89)正交分量:= sin( ) (4-90)对同相与正交分量平方之和开方:a(n)= = (4-91)计算a(n)后，再对a(n)进行抽样判决，就可恢复出调制码元信号。

ask的正交解调性能与am一样，具有较强的抗载频失配能力。

2. mask解调信号表达式:s(n)= cos( + ) (4-92)式中，为输入码元，且。

解调方法与ask一样，对信号进行正交分解，得同相和正交分量:同相分量:= cos( ) (4-93)正交分量:= sin( ) (4-94)按照式(4-91)计算瞬时幅度a(n):a(n)= (4-95)计算出a(n)后，再进行抽样多电平幅度判决，就可恢复出调制码元信号。

mask解调性能与ask一样，具有较强的抗载频失配能力。

3. fsk解调信号表达式:s(n)= cos (4-96)式中，为载波角频率间隔，为输入的码元，= +1,-1 。

fsk解调类似于fm解调，对信号进行正交分解，得同相和正交分量:同相分量:= cos( n) (4-97)正交分量:= sin( n) (4-98)按照式(4-64)计算瞬时频率f(n):n)= arctg -arctg= (4-99)在计算出瞬时频率f(n)后，对f(n)经抽样门限判决，即可恢复出传输的数据。

4. mfsk解调信号表达式:s(n)= cos[( + )n] (4-100)式中，为输入码元，且。

mfsk解调类似于fsk解调，对信号进行正交分解，得同相和正交分量:同相分量:= cos( n) (4-101)正交分量:= sin( n) (4-102)按照式(4-99)计算瞬时频率f(n):f(n)= (4-103)在计算瞬时频率f(n)后，对f (n)抽样多电平门限判决，即可恢复出数据。

5. msk解调信号表达式:s(n)= (4-104)式中，t为码元持续时间; 为输入码元，且=+1,-1。

=是为保证相位连续而加入的相位常数。

msk信号的解调同fm，对信号进行正交分解，得同相和正交分量:同相分量:= cos (4-105)正交分量:= sin (4-106)按照式(4-64)计算瞬时频率f(n):f(n)= arctg -arctg= (4-107)在计算出瞬时频率f(n)后，对f(n)抽样判决，即可恢复出码元。

6. gmsk解调gmsk信号与msk信号相比，仅对输入数据多加了一个预调制滤波器。

因此，可按msk信号那样解调后，再经一个滤波器= ( 为预调制滤波器频率响应)，即可求得码元。

7. sfsk解调信号表达式:s(n)= cos (4-108)sfsk信号解调方法同msk解调，对信号进行正交分解后，按照式（4-107）计算瞬时频率。

在计算出瞬时频率f(n)，对f(n)抽样判决，即可恢复出码元。

8. psk解调信号表达式:s(n)= cos[ + ] (4-109)式中，= , 。

对信号进行正交分解后，得同相和正交分量:同相分量:= cos( ) (4-110)正交分量:= sin( ) (4-111)按照式(4-62)求得瞬时相位:= (4-112)在计算出瞬时相位后，对抽样判决，即可恢复数据。

在解调时需要本地载波与信号载波严格的同频同相，同频同相可由数字科斯塔斯环获得。

9. mpsk解调信号表达式:s(n)= cos[ + ](4-113)式中，,。

mpsk信号解调方法同psk。

在计算出瞬时相位后，对抽样进行多电平门限判决，即可恢复出码元数据。

10. qpsk解调信号表达式:s(n)= cos( )+ sin( ) (4-114)式中，为双极性数据。

对信号进行正交分解，得到同相和正交分量:同相分量:= (4-115)正交分量:= (4-116)由信号形式可知，i, q分量即为恢复出的并行数据，经抽样判决，恢复出码元数据后，在并串变换，就可恢复出串行码元数据。

解调信号表达式:s(n)= cos( )+ sin( ) (4-117)式中，, = 。

对信号进行正交分解，得到同相和正交分量:同相分量:= (4-118)正交分量:= (4-116)对同相、正交分量两路信号进行抽样判决，即可恢复出并行数据，经并串变换后可得所传输的数据。

第五章基于多相结构的实信号信道化发射机实信号多信道发射机模型信道划分与低通滤波器组为建立实信号多信道发射机的数学模型，首先，对实信号的数字谱做如下信道划分:(5-1)式中，为第i信道的归一化中心角频率，i为数据内插率。

基带信号经内插低通滤波，再与复本振相乘，可实现将第i个信道的数字谱搬移到频带的目的。

经过复本振后，信号变为复信号，故i路合成信号需取实部后再输出。

为使i个采样率为的基带信号能够压缩在实信号所表示的频谱范围内传输，内插因子取为2i。

其实现结构如图所示。

shape \* mergeformat图实信号输出信道化发射机的直接实现图中每个低通滤波器的带宽均不大于，并且对应的原型理想低通滤波器的频率响应为(5-2)真实信道中心频率引用系统采样频率，第i信道的归一化中心角频率公式可重写为(5-3)式中，当, 这是不允许的。

因此，后面的个信道的计算公式为(5-4)式中，需要指出，由式(5-3 )得到的实信号信道存在着对应的镜频，并且信道总数受数据内插倍数i的限制。

图为对应4个实信道的频谱分配图。

图实信号的信道划分示意图注意实信号的频谱应为正值，由式( 5-3 ) , ( 5-4 )可推出真实信道的中心频率为(5-5)(5-6)进一步由式(5-5 ) , ( 5-6)容易求出相邻信道中心频率距离为.基于多相滤波器的实信号信道化发射机建模由图可得:并定义：代入式(5-6)可得：把代入式(5-8)可得:(5-9)定义：= =dft代入式(5-9 )可得:则有：= (5-12)最后得：y(n)= (5-13)式中，=mod（n/i）,mod表示取余数。

整个实现过程如图所示。

图实信号信道化软件无线电发射机数学模型对于基于多相滤波器的实信号信道化发射机模型的几点说明:(1)多相滤波器的设计步骤实现多相滤波器设计的步骤是:(1)根据原型理想低通滤波器的频率响应确定所需要的滤波器类型和阶数n ; (2)求出对应的冲击响应h(n)(3 )由下式确定多相滤波器：m=0,1,2,…,i-1 (5-14)若根据频率响应求得的滤波器阶数n不是i的整数倍，则需要进行反向设计，即设定滤波器的阶数n 为i的整数倍后再重新计算各阶系数。