数字开关电源基础凌特资料)

66
BOOST
Boost变换器
升压调节器
67
BOOST
开关管导通，电感激磁电流线性上升
L diL dt
= Vin
ΔI pk
=
Vin D Lf S
开关管关断，电感去磁电流线性下降
−L
diL dt
= Vin
− Vo
ΔI pk
=
(Vo
−Vin )(1− D) Lf S
68
BOOST
69
BOOST
输出负载电流下降 从CCM-DCM
N-FET LDO使用标准的控制结构，其中，输入电 压通过电阻分压器采样后反馈到误差放大器 。唯一重要区别在于内部偏压电源由外部5V 电压源提供，这使得误差放大器的输出驱动 能够摇摆到足够高以全面增强N-FET。假使 5V电压幅值能降低至4.5V，而且FET需要大 约3V的门驱动器以全面导通，这将使该器件 的最大输出电压被限制在1.5V。
● PASSIGN <? PCAL,否则重新选取MOSFET
29
功耗考虑
被动元 件损耗
开关管的 导通损耗
开关管的 开关损耗
BUCK
Vds Id
DCRxI2 ESRxI2 RdsonxI2
VfxI
P∝fs CV2/2
30
BUCK
元件选取
②续流二极管或BOT同步MOSFET VRRM 或 VDDS > Vinmax ， IF(AV) 或 IDmax > Io(1-D) 导通损耗:
Vin −Vo Vo
2 功率平衡
28
效率考虑
BUCK
设计时先设定一定效率,然后对功率损耗进行分配: 1 被动元件电容,电感和PCB布线功耗 2 控制器的静态功率 3 MOSFET功耗:驱动,导通损耗,开关损耗,寄生电容损耗
● 分配MOSFET的功耗PASSIGN
● 校验MOSFET温升,上面方法
● 总体计算MOSFET功耗PCAL
以MOSFET的S极为单点地
73
BUCKBOOST升降压负变换器
74
BUCKBOOST
BuckBoost 变换器
升降压负调节器
75
BUCKBOOST
开关导通，电感激磁，电感线性上升
32
Байду номын сангаас
BUCK
BUCK变换器轻载时操作控制技术
1 强迫CCM模式 2 跳脉冲模式(定频DCM到变频) 3 突发模式Burst Mode
33
突发模式
BUCK
跳脉冲模式
提供最好的低负载电流效率 但输出电压纹波高
提供最低的输出电压电流纹波 但低负载电流效率差
34
BUCK
效率与轻载调整率 突发模式具有最高轻载效率，其次是跳脉冲模式，强迫CCM模式轻载
L
Rsense
d
Vin
PWM
rc
Ki
R
Vo
vo
C
d slope comp
iL feedback
Kref(s) R2
C2
EAIN
比较器
vc
ITH
igm gm veainR1
C1
Rth 补偿网络
Cth
Cthp
Ro
Vref
误差放大器
39
峰值电流模式控制图
CLK
BUCK
LTC1628/1629
1:1 Gain Diff Op-Amp
6
LDO
P沟道CMOS 低压差调节器（P-FET CMOS LDO）与PNP LDO非常类似， 但是P-PET并不需要大量的接地引 脚电流。该设计的缺陷在于最小 VIN的范围受到P-PET的限制，且需 要注意大量门电容，以保持回路稳 定。P-FET LDO调节器的回路带宽 通常在数百KHz。
7
LDO
21
BUCK
22
BUCK
23
BUCK
CCM连续电流模式
在重负载电流时
IAVE > ½ IRipple
电感的电流总是由正方向流动
电流不会降到0
PWM控制,恒定开关频率工作
改变占空式调节输出
由于开关频率固定，噪声频谱 固定，噪声频谱相对窄，使用 简单滤波技术就可以极大程度 的减小峰峰电压纹波。
优点: 不需要精密的电流检测电阻供最缺点
缺点 1 环路增益是输入电压的函数,需要输入电压前馈 2 环路增益是输出电容ESR的函数,需要仔细设计补 偿环路 3 电流检测/限流控制缓慢不准确 4 如果多个电源和多个并联相位操作,需要外部电 路进行均流控制
38
BUCK
峰值电流模式控制BUCK变换器
= DIo Cout fS
考虑ESR:
Δ U o = ESR
• Δ I Lpk
= DV in • ESR L f fS
71
BOOST
同步BOOST变换器
1 输出二极管换为功率MOSFET 2 应用于高功率输出大电流 3 高效率
多相BOOST变换器
1 低的输出电压纹波 2 小的电感和小的电容 3 高效率
6 输出电压与输入电压无关，允许大的输入电压纹波， 减小输入滤波电容从而提高了输入的功率因素
缺点 需要精密的电流检测电阻,影响效率和成本
41
42
43
44
45
46
47
48
49
50
51
52
53
54
55
56
57
58
59
60
61
62
63
64
65
BOOST升压变换器
续流二极管功耗死区时间
下管选取主要考虑RDSON
31
元件选取:电感
BUCK
L >VODMIN/f ΔI
ΔI = 0.2~0.4 Io
饱和电流Isat > Io+ΔI/2,注意工作温度
功率电感提供商
1 Pulse 2 TDK 3 Panasonic 4 Sumida 5 Murata 6 Delta
24
BUCK
DCM不连续电流模式
在轻负载电流时
IAVE < ½ IRipple
电感的电流(能量)完全放电 到0,在电流降到0时刻，二 极管自然关断,阻挡电感电 流的反向流动，输出由电 容提供,纹波大.
开关频率及输出电压和负 载电流相关
噪声不容易滤除
25
输出负载电流下降 从CCM-DCM
这个电路结构放弃了对FET源极相对的阻抗，因 此，它降低了与形成（不希望的）负载极点 相关的输出电容器的影响。但是，一些输出 电容器的效果通过功率FET的内部电容器反 射回来，因此，它确实影响了门驱动器。门 同样具有大容量电容，与门驱动器的输出阻 抗一同形成了极点。
不过，同P-FET LDO相比，这个典型电路的增益 /相位特性都更好，且更易于稳定。
LDO
1
LDO
线性电源LDO ①低效率,短电池寿命,效率 = Vo/Vin 压差 = Vin- Vo ②小尺寸,低输出电流,成本低,容易设计 ③输出干净 ④只能降压
工作在线性区 相当于一个可变电阻
2
LDO
3
LDO
1） NPN达林顿调节器利用一个由 PNP驱动的NPN达林顿传输晶体管 作为其传输器件。它需要来自误 差放大器的非常小的驱动电流来 处理大载荷电流，但它要求的输 入－输出的最小压降值最高（2～ 2.5V）。由于传输晶体管的基电 流“贡献”给载荷电流，因此接 地电流非常低；这是第一个三端 可调调节器（其负载额定电流为 几安培）设计通过的关键因素。 NPN调节器的回路带宽接近或超过 1MHz。
36
BUCK
电压模式补偿设计
1. 选取合适穿越频率fC
fC(max) =
fSW 10
~
fSW 5
2.环路补偿 – III类网络
• 低频积分电路:高的直流增益 • 两个零点:安排在L-C谐振双极点附近 • 两个高频极点:
• 高频噪声衰减 • 保证0dB穿越频率以上环路增益保持下降
37
BUCK
电压模式控制BUCK变换器
DCM
= (V in − V o ) D 2L f fS
Io
<
1 2
I
L
max
=
(Vin − Vo )D 2Lf fS
Toff
= D'TS
=
(Vin
−Vo )D Vo
TS
< (1− D)TS
Vo = D Vin D + D'
1 伏秒值平衡
Io
=
1 2
I
Lmax
Ton
+Toff TS
=
D2 2LfS
Vin
其中: D = Ton/ T 忽略功率损耗:
Vin ⋅ Iin = Vo ⋅ Io
Iin = IL = Io/D
19
BUCK
20
BUCK
同步Buck变换器
1 续流二极管换为功率MOSFET 2 应用于低电压大电流
低电压⇒低占空比,续流管导通更长时间 3 高效率
大的输出电流时,同步管用 几个MOSFET并联以减小 导通电阻同时有利于散热
CCM CCM有最小输出负载电流要求
DCM
70
BOOST
输出电容纹波:
注意: iD>Io时Cout 充电
方法1: 在充电时间积分
∫ ΔU o
=
1 C
Ton
0 iodt
= DIo Cout fS
最恶劣情况: ΔU = ΔUO1 + ΔUO2
方法2: 积累电荷
ΔQ = DIoTs
ΔU o
=
ΔQ Cout
方法2: 积累电荷
ΔQ = 1 ΔI Lpk Ts 22 2
ΔU o1
=
ΔQ Cout
=
(1− D)Vo 8L f Cout fS 2
考虑ESR:
ΔU o2
=
ESR • ΔI Lpk
=
(1 −
D)Vo • ESR Lf fS
27
BUCK
临界工作模式(介于DCM和CCM边界)
Io
=
1 2
I L max
电流检测比较
ITH电压环补偿
40
BUCK
峰值电流模式控制BUCK变换器 优点:
1 内在固有的精确/快速脉冲限流,可靠性高 2 真正的电感电流软起始 3系统是一阶，稳定的余量大稳定性好,对于所有陶冶电容 容易设计补偿环路 4 易实现多个相位/多个变换器并联操作得到更大输出电流 5 精确/快速的电流均流
5
LDO
2）PNP低压差（PNP LDO）调节器的 传输晶体管更为简单，包括一个由 二级低电流NPN驱动的PNP。其压差 就是PNP晶体管饱和电压，根据负 载电流和晶体管特性，其值从50mV 到800mV不等。但是，它需要一个 较高的接地引脚电流（等于负载电 流除以PNP的β值）。接地引脚电 流高（导致功率损耗）是PNP-LDO 设计的一个重要缺陷。PNP-LDO调 节器的回路带宽通常在数百KHz
8
LDO
9
LDO
10
LDO
11
热设计LDO及开关电源
功耗计算
LDO
主功率损耗:输入电压和输出电压(压降),输出电流 器件静态功耗
开关电源控制器
驱动损耗 器件静态功耗
开关电源单芯片
驱动损耗 器件静态功耗 开关管开关损耗和导通损耗 输入电压,输出电压,输入电流,输出电流
72
BOOST
元件选取
①功率MOSFET VDDS > Vo， IDmax > Io/(1-D)+ΔI/2 ②续流二极管或同步MOSFET
VRRM > Vo， IF(AV) > Io ③电感
L >VINDMAX / f ΔI ， ΔI = 0.2~0.4 IIN ， 饱和电流Isat > IIN+ΔI/2 ④PCB：输入地回路电流连续，输入地为干净地
= Vin
− Vo
ΔI pk
=
(Vin −Vo )D Lf S
开关管关断,电感去磁, 电流线性下降
− L diL dt
= Vo
ΔI pk
= Vo (1 − D) Lf S
18
BUCK
N ΔBAe = V Δt
伏秒值平衡:
V Δ t =恒定
toff: 去磁
ton: 激磁 ΔB
Vo ⋅ toff = (Vin – Vo) ⋅ ton Vo = D ⋅ Vin
效率最低 强迫CCM模式具有最好轻载调整率，其次跳脉冲模式， 突发模式轻
载调整率最差
35
BUCK
电压模式控制BUCK变换器
d
Vin
PWM
L rc C
R Vo
VC
slope
d slope
Comparator vc 功率级：控制对输出
Comp.
R2 VFB
R1
Vref
d·Ts Ts
d=k·Vc
误差放大器补偿
12
LDO
13
开关电源
14
开关电源
开关电源 ①高效率,长电池寿命,大电流 ②大尺寸,成本高 ③输出噪声,降压/升压/负压
BUCK
SEPIC
BOOST
CUK
BUCKBOOST
15
BUCK降压变换器
16
BUCK
Buck变换器
降压调节器
17
BUCK
开关管导通,电感激磁,电流线性上升
L diL dt
BUCK
CCM CCM有最小输出负载电流要求
DCM
26
BUCK
输出电容纹波:
注意: iL>Io时Cout 充电
方法1: 在充电时间积分
∫ ∫ ΔUo1
=
1 C
Ton Ton
2
iC
dt
+
1 C
Ton + Toff
Ton 2 iC dt
=
(1− D)Vo 8L f Cout fS 2
最恶劣情况: ΔU = ΔUO1 + ΔUO2
4
LDO
3）NPN准LDO调节器利用一个非达林 顿结构的NPN作为主要传输晶体管 ，由PNP提供驱动。由于单独NPN的 电流增益通常要高于PNP，因此该 调节器的电流增益要比传统的PNP LDO要高，且负载调节更佳、接地 引脚电流更低，但还是稍逊于标准 的NPN达林顿调节器。由于在传输 器件中只用一个NPN而非达林顿， 因此准LDO的压降仅为VCESAT与VBE 的和（约1～1.5伏）。