双管反激变换器研究分析
双管双变压器正-反激组合变换器研究
中图 分 类 号 ：Ｍ ６ Ｔ ４ 文献 标 识 码 ： Ａ 文章 编 号 ：００ １０ ２ ０ ） ｌ０ ２ — ３ １０ — ０ Ｘ（０ ７ ｌ一 ０ ６ ０
Ａｎ ｌ ｓｓ ｏ ｒ ｒ ｆｙ ｃ ｎｖ ｒ ｅ ｍ ｐ ｏ ｎｇ Ｔｗｏ Ｓｗｉｃ ｅ ａ ｙ ｉ ｆａ Ｆｏ ｗａ ｄ－ ｂａ ｋ Ｃｏ ｅ ｔ ｒ ｅ ｌ ｌ ｙｉ ｔｈ ｓ ａ ｎｄ Ｔｗｏ Ｔｒ ｎ ｆ ｒ ｅ Ｆｅ ｇ
（ ｉ ｄ ｚ ｅ ｅａ ｃ Ｉｓ ｔｔ ， ｎ ｄ ｚ ｅ ３ ０ １ Ｃ ｉａ Ｊ ｇ ｅｈ ｎＣ ｒｍｉ ｎｔ ｕｅ ｆ ｇ ｅｈ ｎ３ ３ ０ ， ｈｎ ） ｎ ； ｌ
Ａｂ ｔａ ｔ Ａ ｏ ｅ ｒ ａ ｄ ｆ ｂ ｃ ｏ ｖ ￣ ｒｅ ｌ ｙｎ ｗ ｒ ｎ ｆ ｒ ｒ ｎ ｗｏ ｓ ｔ ｈ ｓｉ ｒｓ ｎ ｅ ．ｈ ｓ ｆｔ ｏ ｓｒ ｃ ： ｎ ｖ ｌ ｏ ｗ ｒ — ｙ ａ ｋ ｅ ｎ ｅ ｅ ｍｐ ｏ ｉ ｇ ｔ ｏ ｔａ ｓ ｍｅｓ ａ ｄ ｔ ｗｉ ｅ ｓｐ ｅ ｅ ｔ ｄＴ ｅ ｕ ｅ ｏ ｆ ｌ ｏ ｃ ｗ
维普资讯
第 ４１卷 第 １ １期 ２０ ０ ７年 １ １月
电 力 电 子 技 术
Ｐｏ ｒＥｌｃ ｒ ｎ ｃ ｗｅ ｅ ｔｏ ｉ ｓ
Ｖｏ． １ ４１．Ｎｏ １ ．ｌ
Ｎｏ ｅ ｅ ， ０ ７ ｖ ｍｂ ｒ ２ ０
双管双变压器正－ 反激组合变换器研究
李 晓 高 ，洪 峰
３３ ０ ） ３０ １ （ 德镇 陶 瓷学 院 ， 西 景 德 镇 景 江
摘要 ： 出了一种双 管双 变压器结构的正反激 组合变换器 ， 提 并分最大 占空 比限制 、 输出 电流波形 、 出特性 、 输 对 正反激变压器传输 功率分配 的影 响、正反激变压器 功率分配与匝数 比的关系 ５个方面对两变压器匝 比相等和不等 的情况进行 了分析 比较 ， 出匝 比不等时虽然 电流纹 波大些 ， 指 但可通过 改变 匝 比灵活分配两变 压器的功率 ． 高效 提 率， 改善性能。实验结果验证 了理论分析的正确性 。
南航硕士论文-双管反激
电流临界连续模式
图 2-2 电感 L1 和 L2 的电流波形
2.1.1 电流断续模式
电流断续工作模式表示副边电感电流 iL 2 在开关 S 关断期间已下降到零， 电感电流 波形如 2-2(b)所示。在一个开关周期内，原边电感电流的表达式如下：
i L1 = U in ⋅ t L1 ; t ∈ [0, DTs ] ; t ∈ [DTs , Ts ] iL1 = 0
T
D3 N2 Cf RL
+
S1 C1 S2
D1
+
Llk N1
D3 N2 Cf RL U in C1
N1
D1
Uin
C2
D2
Llk
−
D2
S
−
L
图 1-3
双晶体管、双二极管箝位电路
图 1-4
LCD 箝位电路
1.1.3 LCD 箝位电路
如图 1-4 所示该箝位电路有两只箝位二极管 D1 、 D2 ，一个箝位电感 L 和一个箝 位电容 C 2 组成，由于箝位电路中不存在电阻，因此该电路是无损的。 该电路的优点是：变压器漏感能量无损地回馈到电网中去。 该电路的缺点是：高频时箝位元件在谐振时峰值电流较大，这个电流流过功率开 关管 S，增加了其电流定额和通态损耗。同时，开关管是硬开通，存在开通损耗，一 般使用于开关频率低于几十 kHz 场合，以保证高变换效率。
iL1
I vc iL 2 iL1
iL1
+
N1 : N2
L 1 L2
D
C
iL2
io
R Uo
S
−
图 2-1 反激变换器电路拓扑
iL1
I pc
iL 2
双管反激变换器电路解说
双管反激变换器電路解說
1、电路拓扑图
2、电路原理
其变压器T1起隔离和传递储存能量的作用，即在开关管Q1、Q2开通时Np储存能量，开关管Q1、Q2关断时Np向Ns释放能量，同时Np的漏感将通过D2、D3返回给输入，可省去RCD漏感尖峰吸收电路。
在输出端要加由电感器Lo和两Co电容组成一个低通滤波器。
输出回路需有一个整流二极管D1（最好使用恢复时间快的整流管）。
3、工作特点
a、在任何工作条件下，为使两个调整管所承受的电压不会超过Vs+Vd (Vs：输入电压；Vd:D2、D3的正向压降，)，D2、D3必须是快恢复管（当然用超快恢复管更好）。
b、在反激开始时，储存在原边Np的漏电感的能量会经D2、D3反馈回输入，系统能量损失会小，效率高。
c、在与单端反激变换器相比，无需RCD吸收电路；功率器件可选择较低的耐压值；功率等级也会很大。
d、在轻载时，如果在“开通”周期储存在变压器的原边绕组显得过多的能量，那么在“关断”周期会将过多的能量能量反馈到输入。
e、两个调整管工作状态一致，我没有调试过这样电路，根据调试过的半桥和双管正激的电路经验，下管的波形会优于上管的波形，在调试过程中只要观察下管波形即可（具体可到“调试经验”中详见）。
我个人建议在大功率等级电源中不可选用此种电路。
4、变压器计算
设计方法据参考书籍，与单端反激变换器变换器相同。
但变压器漏电感必须小，可以减小D2、D3上的能量损耗，同时增加电源的效率。
宽输入多路输出双管反激变换器的分析与制作
摘要本文对dc-dc变换器进行了分析、比较，结合高压、宽输入，小功率和多路输出的设计要求，并做了双管反激变换器的saber仿真分析及样机的制作。
【关键词】双管反激变换器 saber仿真1 前言世界对能源、环保问题的重视，人们对绿色能源的期望越来越高，从而促进了可再生能源，尤其是太阳能及风能的开发利用。
在太阳能光伏发电系统中，光伏电池的特性随照射光的强度变化幅度比较大，所以系统逆变器的控制电源应具备大范围直流电压变化情况下的稳定工作能力，即应该有一个相当宽的工作电压范围，这样在太阳光线很弱的情况下仍能保证逆变器控制系统的正常工作。
2 线性稳压电源和开关稳压电源是现有的电源两种主要类型概述开关电源是一种新型、高效的直流电源，因具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点而逐渐取代了传统的线性稳压电源。
在本课题中多路输出开关电源需要在一个相当宽的工作电压范围内稳定输出，要保证开关电源能够在这么宽的输入电压范围内正常工作，如果用常规方法设计，首先要保证在最低电压时主功率管工作在最大的占空比，当电压上升到最高电压时，主功率管的占空比很小了，这样肯定会丢脉冲，系统会工作不稳定。
为此本课题针对宽输入多路输出的关键问题讲进行研究。
隔离型dc-dc 变换器包括反激、正激、推挽、半桥以及全桥等。
这类变压器适用于升降压范围宽，输入输出间需要电气隔离的场合。
下面将结合电路要求，简要介绍这几种变换器的优缺点。
2.1 单端反激变换器单端反激电路结构简单，成本低，易于多路输出。
反激变换器相当于隔离的buck-boost 变换器，其中隔离变压器是个多绕组耦合电感，具有储能、变压和隔离的作用。
变压器储能限制了变换器的输出功率，因此只适合于小功率应用场合。
且变压器单向激磁，利用率低。
2.2 单端正激变换器电路形式与反激式变换器相似，只是变压器的接法和作用不同。
优点同样是是电路结构简单。
但其变压器铁芯磁复位必须采取磁复位电路来实现，除有源箝位等少数几种磁复位方式外，其它多种复位方式拓扑一般存在以下缺陷：变压器铁芯单向磁化，利用率低，主功率管的占空比一般都不超过0.5，主功率管承受两倍左右的输入电压。
基于双管反激DCDC变换器的双向电流源逆变器的研究
当“ Ｏｉ ０ 等 电 图６ ） ＜ 时， 效 路如 （ ， Ｓ高 斩波、 ｏ ， ＞ ｏ ｂ 其中， 频 ４
Ｖ ， 几、 珑、 凡和 Ｃ， ｉ Ｌ 乌、 巧、 ｎ ｏＺ 构成一个Ｆｂ ｋ Ｌ ｌ ｎ 变换器， ｙｏ 负 载Ｚ 向电Ａ 回 Ｌ Ｖ 切能Ｉ．当ｎ＜ ， ＞ 时， ｉ ｎ ｔ ｅ Ｏｉ ｏ 等效电 ｏ 路如图‘ （ ， Ｓ高 ｄ 其中，ｓ 频斩波，ｉ Ｌ， Ｄ， ， ｏＺ 构成 ） Ｖ ， ３ ｑ ６ ｓ ｎｌ ， Ｌ Ｄ Ｄ Ｓ和Ｃ， Ｌ 另一个Ｆｂ ｋ ｌ ｅ 变换器， ｙｃ 负载Ｚ 向电源Ｙ 回 Ｌ ｉ 馈能量。 ｎ
工作状态． 两种工作模式， 如图６ 所示。 （） ｔ艳出模式 １ 能Ｉ 当输出电压和电流同号时， 逆变器工作在能ｔ轴出棋式：
而能够适应多种负载。另外， 动态响应的仿真结果表明， 该变换 器对于不同 负载间 切换。 具有良 的 还 好的动 应［。 态响 ’ ］
当。＞ ， ０ 等效电 ＞ 时， ， ０ｉ ， 路如图６ａ， （） 其中，３ Ｓ常通，１ Ｓ ， Ｓ高 ２ 预斩波．ｌ Ｓ ｃ Ｓ 肠、３ ３ Ｃｌ ｒ ，Ｉ ２ 和 ｏＺ 构成一个Ｆ－ ａ ， ， Ｓ， ｎ Ｌ ｌ ｒ
Ｃｅ ｂ ｍｏ ｅ ｈ Ｎｖ Ａｉｏ Ｔ ｈ ｌｙ ｄ ｙ ６ ４ ｈ ｇ ａ ｎ ｅ Ｍ ｙ ｇ ｉ ｙ ｔ ｅ ｎｏ Ａａ ｍ （ ６ １ ｎ ｏ ｎ ａ ｖｉ ｃ ｏｇ ｃ ｅ ｎ ａ ｎ ２０ ）
Ａ ｓａ ； ｅ ｎｍｄ ｉｅｅｂ ｅ ｏ ｔ ｆｂ ｋ Ｄ ｃ ｖ ｅｈ ｅ ｐ ｂｍ ｓ ｈ ｈ ｂ一 ｉ － ｂｂ ＇ ｃ ｒｔ ｅ ｒｒ ｄ ｈ ｌ ａ Ｄ ／Ｃ ｅ ｒ ｔ ｒ ｌ ｓ ａｔ ｉ ｄｅ ｔｌ ｕ ｔｈ ｒ ｅ ｏ ｎ ｔ ａ ｎ ｙ ｃ Ｃ ｖ ｓ ｅ ｏ ｒ ａ ｈ ｏ ｅ ｕ ｓ ｎ ｔ ｖ ｅ ｃ ｅ ｒ ｃ ｔ ｐ ｅｔ ｓｉｉ ａ ｓｔ ｌｓ ｅ ． ｐ ｅｓ ｇｔａ ｉ ｈｈ ｃ ｅ ｍｄ ｂ一 ｉｃ ｎ ｉ ｏ ｒ ｍ ｓｎ ｗｃ ｏｅ ｔ Ｔｉ ａ ｒ ｅ ｃｃｔ ｉａ ｎ ｏ ｉ ｄｅｉｅ ｏ ｗ ｎ ｓ ｎ ｉ ｓｓ ｈ ｐ ｕ ｓ ｉｕ ｗｉ ｓ ｒ ｔ ｅ ｒｔ ｄ ｎ ｍ ｏ ｄ ｈ ｃ ｓ ｇ ｓ ｒ ｃ ｕ ｏ ｉｅｅｗｈ ｆｑ ｎ ｌｋ ｂ ｅ 二ｔ ｆｂ ｋ Ｄ ｃ ｖｔ． ａ ｌｉａ ｔ ｒｕ ｏｃ ｐｅ ｎ ｒｒ ｈｈ ｕ ｃ ｉ ， ｄ ｈ ｌ ａ Ｄ ／Ｃ ｅ ｒＴｅ ｙｓ ｈ ｅ ｌ ｆ ｕｒ ｖｔ ｉ ｉ ｒ ｅｙ ａ ｔ ｇｅ ｎ ｓ ｅ ｃ Ｃ ｙ ｏ ｒ ｈ ｎ ｓ ｎ ｅ ｔ ｏ ｔ ｎ ｅ ａ ｄ ｓ ｍ ｓ ｕｔ ｉｐｓ ｔ ． ｏｓ ｔ ｃｃｔ ｃｎ ， ｂ ａ ｐ ｔ ｌ ｉ ｌｏ ｓ ｅｅ Ｉ ｈ ｔｔ ｉｕ ｉｅ ｉｃ ｒ ａｅ ｒｉ ． ｍ ａ ｎ ｒ ｎｄ ｔ ｈ ｈ ｒｉｓ ｅ ｙ ｅ ｌ ｎ ａｃ ｉ ｅ ｓ ｗ ａ ｅ ｉ ｆ ｉ ｌ ｄ ａ Ｋ ｙ ａ ：ｉ ｄｅｔｎ ｅｔｎ ｉｉ Ｆ ｂｃ Ｄ ／ Ｃ ｖ ｔ ｈ ｈ ｕ ｃ ｌｋ ｅｗ油 Ｂ一 ｉｃｏ ｐｗｒ ｓ ｓｏ ｌ ａｋ Ｄ ｃ ｅｅ ｉ ｆｑｅ ｙ ｒ ｉ ｏ ｒ ｍ ｓｎ ｙ ａ Ｃ ｏ ｒｒ ｇ ｒ ｎ ｉ ｎ ｅ ｎ
双管反激变换器研究分析
摘要：研究了基于峰值电流模式的双管反激变换器,分析了它的工作原理,说明了它在高压输入场合的优点。
关键词：反激变换器；峰值电流控制；双管反激引言反激变换电路由于具有拓扑简单，输入输出电气隔离,升/降压范围广，多路输出负载自动均衡等优点，而广泛用于多路输出机内电源中。
在反激变换器中，变压器起着电感和变压器的双重作用，由于变压器磁芯处于直流偏磁状态，为防磁饱和要加入气隙，漏感较大。
当功率管关断时，会产生很高的关断电压尖峰，导致开关管的电压应力大，有可能损坏功率管；导通时，电感电流变化率大[1][2]。
因此在很多情况下，必须在功率管两端加吸收电路。
双管反激变换电路，在功率管关断时，由于变压器漏感电流流过续流二极管反馈给电源的嵌位作用，而使功率管的电压应力和输入电压相等。
可见在高压输入场合双管反激电路有其特有的优点[3]。
图11电路分析电路图如图1所示。
在稳态工作条件下，为了简化分析，假设所有开关器件都是理想的；漏感Lr远小于励磁电感Lm；L2为变压器副边等效电感；电路工作在CCM模式。
电路共有4个工作模式，工作过程如图2所示。
——模式1[t0－t1]在S1和S2开通后的t0时刻，输入直流电压Uin作用于Lr和Lm上，D1和D2关断，漏感电流iLr线性上升，则有iLr(t)=iLr(t0)＋[Uin/Lr+Lm](t－t0)（1）D1和D2承受反压为Uin，而D3承受反压为Uo＋(N2/N1)Uin，iL2=0，由滤波电容C向负载供电。
在t1时刻漏感电流iLr为iLr（t1）=iLr(t0)＋[Uin/(Lr+Lm)](t1－t0)（2）——模式2[t1－t2]在t1时刻关断S1和S2，由于电感电流不能突变，感应电势反向，D1和D2导通钳位使S1和S2承受正压为Uin；同时D3导通，副边电流iL2形成。
原边电流iLr线性下降，即在t2时刻原边电流iL2(t2)=(N1/N2[iLr(t1)]-(N1Uo/N2Lm)(t2-t1)]=0（5）——模式3[t2－t3]在t2时刻D1和D2中的电流和漏感电流iLr下降到0，iL2达到最大。
两种双管反激型变换器的研究和比较
两种双管反激型DC/DC变换器的研究和比较摘要：传统的双管反激克服了主开关电压应力大的缺点，使得每个主开关的电压应力仅为输入电压，但是该电路带来了占空比不能大于50％的缺点。
为了克服这个缺点，提出了宽范围双管反激的拓扑，不仅每个开关的电压应力要比单管反激小得多，而且占空比也可以大于50％，但该拓扑的漏感能量需外加缓冲电路来吸收。
客观地分析和比较了这两种双管反激变换器的特性差异，并指出了两者的适用场合。
最后，实验结果进一步验证了以上的观点。
关键词：DC/DC；双管反激；宽范围1 概述反激型DC/DC变换器因结构简单、成本低廉而广泛应用于各种辅助电源和小功率电源中。
但是，单管反激变换器主开关电压应力大，在输入电压较高的场合使用起来比较困难。
另外，反激变换器的变压器漏感一般比较大，导致主开关上产生很高的电压尖峰，使电压应力进一步增加。
传统的双管反激变换器如图1所示，其两个主开关的电压应力为输入电压，克服了单管反激开关电压应力大的缺点，并且漏感能量可以回馈到输入侧，不需要吸收电路，但它带来了占空比D不能大于50％的缺点，在宽范围场合应用有局限性。
本文提出了一种能工作在占空比大于50％条件下的双管反激变换器，如图2所示，不过它和传统的双管反激相比也并非十全十美，其漏感能量需要外加缓冲电路来吸收。
本文详细、客观地分析和比较了这两种双管反激变换器在工作原理和特性上的差异，阐述了一些独特的观点，并且给出了两种双管反激的实验结果比较，旨在为电源设计者选用这两种双管反激变换器时提供理论依据和参考数据。
2 工作原理为了分析方便，假设各器件具有理想特性，电感、电容足够大，输入电压没有脉动，电路已经进入稳态。
传统双管反激变换器在两个开关管S1及S2导通期间，加在变压器原边的电压为输入电压Vin，原边电流流过S1及S2，并且线性上升。
副边二极管反向偏置，副边电流为零。
当S1及S2同时关断后，原边电流逐渐下降到零。
二极管D1及D2随即导通，由于实际电路中漏感的影响，变压器原边上的电压被钳在－Vin，副边二极管因此导通。
两种双管反激型DCDC变换器的研究和比较
两种双管反激型DCDC变换器的研究和比较两种双管反激型DC/DC变换器的研究和比较摘要：传统的双管反激克服了主开关电压应力大的缺点，使得每个主开关的电压应力仅为输入电压，但是该电路带来了占空比不能大于50％的缺点。
为了克服这个缺点，提出了宽范围双管反激的拓扑，不仅每个开关的电压应力要比单管反激小得多，而且占空比也可以大于50％，但该拓扑的漏感能量需外加缓冲电路来吸收。
客观地分析和比较了这两种双管反激变换器的特性差异，并指出了两者的适用场合。
最后，实验结果进一步验证了以上的观点。
关键词：DC/DC；双管反激；宽范围1 概述反激型DC/DC变换器因结构简单、成本低廉而广泛应用于各种辅助电源和小功率电源中。
但是，单管反激变换器主开关电压应力大，在输入电压较高的场合使用起来比较困难。
另外，反激变换器的变压器漏感一般比较大，导致主开关上产生很高的电压尖峰，使电压应力进一步增加。
传统的双管反激变换器如图1所示，其两个主开关的电压应力为输入电压，克服了单管反激开关电压应力大的缺点，并且漏感能量可以回馈到输入侧，不需要吸收电路，但它带来了占空比D不能大于50％的缺点，在宽范围场合应用有局限性。
本文提出了一种能工作在占空比大于50％条件下的双管反激变换器，如图2所示，不过它和传统的双管反激相比也并非十全十美，其漏感能量需要外加缓冲电路来吸收。
本文详细、客观地分析和比较了这两种双管反激变换器在工作原理和特性上的差异，阐述了一些独特的观点，并且给出了两种双管反激的实验结果比较，旨在为电源设计者选用这两种双管反激变换器时提供理论依据和参考数据。
2 工作原理为了分析方便，假设各器件具有理想特性，电感、电容足够大，输入电压没有脉动，电路已经进入稳态。
传统双管反激变换器在两个开关管S1及S2导通期间，加在变压器原边的电压为输入电压Vin，原边电流流过S1及S2，并且线性上升。
副边二极管反向偏置，副边电流为零。
当S1及S2同时关断后，原边电流逐渐下降到零。
多路输出双管反激变流器研究的开题报告
多路输出双管反激变流器研究的开题报告一、项目名称：多路输出双管反激变流器研究。
二、研究背景：随着电子技术的不断发展和应用领域的不断拓宽，各种电子设备的要求变得越来越高。
在交流电-直流电转换的过程中，反激变流器在电子设备中起着极其重要的作用。
不同电子设备的功耗和输出要求往往都不相同，如何在同一反激变流器中实现多路输出是当前亟待解决的问题。
为此，设计一种多路输出双管反激变流器，可以兼顾多路输出的要求，并且提高整机的性能和效率。
因此，本项研究的意义在于提高反激变流器在电子设备中的应用能力和实用性。
三、研究内容：本研究将主要关注多路输出双管反激变流器的设计和优化。
在探索合适的电路拓扑结构的基础上，通过改进反激变流器的输出电路，使其能够同时满足多路输出的需求，并达到高效率、高性能的要求。
此外，还将考虑在实际应用中可能遇到的工艺问题和可靠性要求。
四、研究方法：1. 对多路输出双管反激变流器的电路拓扑结构进行仿真和分析。
2. 基于电路仿真结果，设计并调试多路输出双管反激变流器的电路。
3. 在实验室进行多路输出双管反激变流器的性能测试。
4. 优化电路设计，提高电路性能。
五、研究成果：本项目将通过多路输出双管反激变流器的设计和优化，实现多路输出的要求，并达到高效率、高性能的要求。
同时可以完成一篇论文，并掌握多路输出双管反激变流器的设计和应用技术，对我国电子工业的发展做出积极的贡献。
六、预期进展：1. 完成多路输出双管反激变流器的电路设计和仿真分析工作。
2. 实现多路输出双管反激变流器的实验样机。
3. 对多路输出双管反激变流器进行性能测试，收集数据。
4. 进一步完善电路设计，提高反激变流器的性能。
七、研究期限：一年。
八、课题经费：预计需要经费100万元，具体分配为：人员费用50万元、设备费用30万元、材料费用20万元。
九、参考文献：1. 蔡志忠，马正广，王志航. 电源技术与应用[M]. 北京：清华大学出版社，2014.2. 刘亚鸿，吴卫民，杨宇峰等. 电源电路设计实战[M]. 北京：机械工业出版社，2016.3. 刘可. 反激变流器的设计及应用研究[D]. 北京邮电大学，2017.4. BASHAR, Musa; YILMAZ, Mustafa. Modeling of multiple-output resonant converters utilized for switch-mode power supplies. Electrical Engineering. 2017,99(1):235-249.。
双管反激
1.1课题背景及其意义在科学技术发展的推动下，电源技术也有了明显的进步，随着电力电子技术更多的运用于电源。
电源的性能和节能性也不断提高。
众所周知，电源是任何用电设备的核心部分，提高用电设备的性能对电源的要求也会提高。
电源朝着体积越来越小，成本越来越低，效率日益增高的方向发展。
传统的电源采用的是线性稳压技术，存在大量稳压电源模块，传统线性稳压电源使用可靠性强，输出纹波电压小，稳定性突出。
但是都含有体积很大的工频变压器和滤波器。
为了克服这一问题，开关电源应运而生。
开关电源最先被应用于航天领域。
开关电源是指将一种电源形态转变为另一种电源形态，转变过程中运用自动闭环控制并且设有保护环节，转变开关则使用半导体功率管。
开关电源的组成器件大多工作在高频开关状态，因此，耗能低，可靠性和稳定性高。
开关电源可以适应在110V~220V的电网电压。
目前，作为自动化，机电一体化，电力传动等技术的基础的电力电子技术，发展方向为高频化，硬件结构模块化。
提高开关电源的频率，有利于改善性能，抑制干扰，使电源小型化。
1.2国内外开关电源的研究现状国外首先采用的是晶体管直流变换器，这种方式利用的是磁芯的磁饱和。
这种技术输入电压低，功率频率低。
20世纪中叶，高电压，大电流功率开关管出现，开关电源在制作过程中不在使用工频降压变压器，开始变得高效率，体积小，重量也减小不少。
20世纪70年代，随着高频率，高电流的功率管快恢复的肖特二极管，高频高温电容的产生，开关电源有了进一步发展。
我国开关电源工作起步于20世纪60年代初，起步的初期即以实用性为发展目标，十年间我国开关电源技术有了很大的发展。
七十年代，我国已经可以自主研发不含工频降压变压器的开关电源。
最近的二十年，我国已经制造出输出功率在1000W以下，频率为20kHz左右的开关电源。
目前我国的开关电源与欧美的科技强国仍存在较大差距。
开关电源发展现状中存在的主要问题：（1）开关噪声和干扰严重。
双管反激mos管应力大小
双管反激mos管应力大小摘要：1.双管反激电路简介2.MOS 管的应力大小分析3.影响MOS 管应力大小的因素4.降低MOS 管应力的方法正文：一、双管反激电路简介双管反激电路是一种常用的DC-DC 变换器电路，主要由两个MOS 管、两个电感、两个电容和两个二极管组成。
这种电路结构可以在输入电源电压较低或负载电流较大的情况下，提供稳定的输出电压。
二、MOS 管的应力大小分析在双管反激电路中，MOS 管承受的应力主要来自于两个方面：电压应力和电流应力。
1.电压应力：在双管反激电路中，MOS 管的G 极和D 极之间的电压为输入电源电压的一半。
当输入电源电压变化时，MOS 管的电压应力会发生相应的变化。
2.电流应力：MOS 管的电流应力主要来自于负载电流的变化。
在双管反激电路中，当负载电流较大时，MOS 管的电流应力会增大。
三、影响MOS 管应力大小的因素在双管反激电路中，影响MOS 管应力大小的主要因素有：1.输入电源电压：输入电源电压的变化会影响MOS 管的电压应力和电流应力。
2.负载电流：负载电流的变化会影响MOS 管的电流应力。
3.MOS 管的参数：MOS 管的参数，如最大电压、最大电流等，会影响其应力大小。
四、降低MOS 管应力的方法为了降低MOS 管应力，可以采取以下措施：1.选择合适的MOS 管参数：根据电路需求和负载电流大小，选择最大电压和最大电流适当的MOS 管。
2.增加电容和二极管：在双管反激电路中，增加电容和二极管可以减小MOS 管的电压应力和电流应力。
3.采用恒流源：在双管反激电路中，采用恒流源替代MOS 管，可以减小MOS 管的应力。
高压双管反激变换器的设计
Ｆ Ｎ Ｘｎｇ Ｅ Ｇ － ｉ ｅ
１ 双管反激变换器的工作原理
１１ 功率电路的拓扑结构 ．
传至负载。电路中 Ｖ ， Ｄ 的接法可以把过剩的反 Ｄ ， Ｖ： 激能量反馈回电源 Ｕ 中， 、 同时可以 把场效应管承受的 峰值电压和原边绕组的反激电压都钳制在 Ｕ（ ； 忽略钳 位二极管的正向导通压降） 由于原边和副边的电感 。
量为常数 ， 使原边电流和副边电流按线性规律升高或
图 １ 电路的拓扑结构图
１２ 功率电路的工作原理 ．
如图１ 高频变压器 Ｔ 的原边绕组由２ 所示， ： 个场
效应管Ｖ ， 接向直流电源电压 Ｕ。Ｖ ， 同 Ｔ， Ｖ２ Ｔ ； Ｔ， Ｖ： Ｔ
时开通 ， 同时关断。与单管反激一样 ， 场效应管开通 时， 只把能量储存在磁路中， 断开后， 磁能转化成电能
厂
尸 一Ｎ Ｕ ＜
向 负载传送能量， 这个时间非常短， Ｖ： 然后 Ｔ 也进人
关断状态， 见图３ ｂ 。此时 Ｖ ， ， （） Ｄ ，Ｄ 全部导通，Ｔ、 Ｖ Ｖ， Ｖ： Ｔ 上的压降均为（ ； Ｕ ）Ｕ 为钳位二极管的正 Ｕ ＋ ，。 向导通压降。同理可分析 Ｖ ： Ｔ 先关断的情况。这里
要注意的是 ， 应尽量让两只开关管同时通断， 因为在原 边电流续流时， 由于开关管和钳位二极管存在导通 内 阻， 将产生大量的功率损耗， 时间越长功耗越多， 这将 是十分不利的。
如三相输入３０ ， ８ Ｖｃ经桥式整流后为５０ ， Ａ １ Ｖ，采用单 ｐ 端反激电路， 由于反激电压、 输人电压的变化范围、 输 出轻载状况， 开关管上承受的峰值电压将非常大， 目 而
准谐振软开关双管反激变换器
准谐振软开关双管反激变换器黄阳强;许建平;殷刚;马红波【摘要】在传统双管反激变换器基础上,通过引入谐振网络,并用开关管替换一次侧的一个钳位二极管,提出一种准谐振软开关双管反激变换器.该变换器具有双管反激变换器的优点,所有开关管电压应力钳位在输入电压,因此可选取低电压等级、低导通电阻MOSFET以提高变换器的效率、降低成本;利用谐振电感与隔直电容谐振,实现变换器全部开关管的零电压导通(ZVS),减小了开关管的开通损耗.同时漏感能量回馈到输入电源,减小了谐振电感电流的反向峰值,降低了开关管的关断损耗,进一步提高变换器的效率.本文研究变换器工作在励磁电感电流单向工作模式时的工作原理和工作特性,重点分析开关管电压、电流应力及其ZVS条件.最后,设计一台60W的实验样机,实验结果验证了理论分析的正确性.【期刊名称】《电工技术学报》【年(卷),期】2018(033)018【总页数】10页(P4313-4322)【关键词】谐振;软开关;双管反激变换器;漏感能量回馈【作者】黄阳强;许建平;殷刚;马红波【作者单位】西南交通大学磁浮技术与磁浮列车教育部重点实验室成都 610031;西南交通大学磁浮技术与磁浮列车教育部重点实验室成都 610031;西南交通大学磁浮技术与磁浮列车教育部重点实验室成都 610031;西南交通大学磁浮技术与磁浮列车教育部重点实验室成都 610031【正文语种】中文【中图分类】TM46单管反激变换器具有电路简单、输入与输出电气隔离等优点，广泛应用于中小功率场合。
然而，由于变压器漏感的存在，在开关管关断瞬间，产生电压尖峰，使开关管承受很高的电压应力。
同时，传统单管反激变换器工作在硬开关状态，开关损耗大且电磁干扰（Electromagnetic Interference, EMI）严重，影响了反激变换器的性能[1,2]。
为了解决单管反激变换器的这些问题，文献[3-20]提出了很多解决方案。
准谐振反激变换器实现了开关管漏源电压的谷底开通，降低了开关损耗，但开关频率随负载的减小而增加，严重影响了轻载效率，且开关频率受输入电压影响较大[3]。
双管反激变换器
| 网站首页 | 网络文摘 | 资料下载 | 软件下载 | 零售商城 | IC库存查询 | 维修论坛 | 供求信息 | 图片中心 | 留言本 |在t2时刻原边电流iL2(t2)=(N1/N2[iLr(t1)]-(N1Uo/N2Lm)(t2-t1)]=0 （5）——模式3[t2－t3]在t2时刻D1和D2中的电流和漏感电流iLr下降到0，iL2达到最大。
此后iL2线性下降，iL2(t)=iL2(t2)－(UO/L2)(t－t2) （6）在t3时刻iL2(t3)=iL2(t2)－(UO/L2)(t3－t2) （7）在此阶段D1和D2承受反压为，S1和S2承受正压为。
——模式4[t3－t4]在t3时刻开通S1和S2，输入电压Uin直接作用于Lr和Lm上，漏感电流iLr从0开始线性上升，iLr(t)=(Uin+(N1/N2)/Lr)(t－t3) （8）此时D3仍导通，给电容C充电和向负载供电，iL2(t)以更大的斜率线性下降，为漏感电流iLr减去励磁电感Lm上电流。
iL2(t)=N1/N2[ils(t)-(N1/N2)/LmUo(t-t3)] （9）iLr(t)=[Uin+(N1/N2)Uo]/Lr（t－t3）（10）在t4时刻D1和D2反压由上升到Uin，iLr(t)上升到励磁电流iLm,iL2(t)=0，D3反偏，开始新的PWM周期。
由上述分析可知，双管反激变换器具有以下优点：——续流二极管将漏感能量回馈给电源；——有效抑制关断电压尖峰，使开关管电压应力为输入电压；——不需要额外的吸收电路。
2 控制系统结构采用峰值电流控制模式，如图3所示。
由于引入电流反馈,使系统性能具有明显的优点[3]：——具有良好的线性调整率，反应速度快；——消除输出滤波电感带来的极点，使二阶系统变为一阶系统，稳定性好；——固有逐个脉冲电流限制,简化了过载保护和短路保护。
电流型也有缺点，在占空比>50％时，必须进行电流斜坡补偿,否则系统不稳定[1]。
多通道交错并联反激变换器磁集成技术的研究
多通道交错并联反激变换器磁集成技术的研究多通道交错并联反激变换器是一种用于提高功率转换效率的关键技术，在电力电子领域中具有重要应用价值。
磁集成技术是实现多通道交错并联反激变换器的一种重要方法，可以提高其功率密度和效率。
本文将对多通道交错并联反激变换器磁集成技术进行研究，探讨其原理、优势和应用。
首先，多通道交错并联反激变换器磁集成技术的原理是将多个独立的磁性元件集成在一个磁芯中，使得电磁耦合效应最大化。
通过交错排列磁芯的不同区域，可以实现多通道输入和输出，从而提高功率转换效率。
该技术可以降低能量损耗、提高功率密度、减小体积和重量。
同时，由于磁元件的互相耦合和共享，可以提高系统的稳定性和可靠性。
其次，多通道交错并联反激变换器磁集成技术具有一定的优势。
首先，相比传统的单路反激变换器，多通道交错并联反激变换器具有更高的功率转换效率。
由于磁通的交错，减小了损耗，提高了功率密度。
其次，该技术可以减小电磁冲激噪声，降低EMI（电磁干扰）水平，提高系统的EMC （电磁兼容性）能力。
此外，多通道交错并联反激变换器磁集成技术还具有抗短路和过载能力强的特点，能够保护系统免受异常工况的影响。
最后，多通道交错并联反激变换器磁集成技术在电力电子领域具有广泛的应用前景。
首先，它可以应用于高功率密度电源模块，如服务器电源、电动汽车充电器、通信设备电源等。
其次，在可再生能源领域，多通道交错并联反激变换器磁集成技术可以应用于太阳能和风能转换系统，提高能源的利用效率。
此外，它还可以应用于新能源储存系统，如电池管理系统、超级电容器系统等。
综上所述，多通道交错并联反激变换器磁集成技术是一种有着重要应用价值的关键技术。
通过将多个独立的磁性元件集成在一个磁芯中，实现多通道输入和输出，可以提高功率转换效率、降低能量损耗、提高功率密度和稳定性。
在电力电子领域中具有广泛的应用前景，可以应用于高功率密度电源模块、可再生能源转换系统和能源储存系统等领域。
高压输入多路输出双管反激变换器的设计
高压输入多路输出双管反激变换器的设计摘要：介绍一种适合于较高电压输入的双管反激变换器的拓扑，分析其工作原理，介绍峰值电流控制模式的特点并给出变压器主要参数设计步骤。
给出了设计并调试成功的一台约60W 三相输入、八路隔离输出的直流开关电源。
实验结果证明：该电路既保留了反激变换器的结构简单、易于多路输出等优点，又解决了其在高压场合的开关应力大和安全性问题，非常适合于较高电压输入、中小功率、多路输出的直流电源应用场合。
0 引言相对于正激变换器来说，反激变换器不需要输出滤波电感，结构简单，成本降低。
相对于半桥变换器来说，反激变换器输入电压范围广，适合各种不同电压等级场合。
相对于其他非隔离输入变换器来说，反激变换器输入输出电气隔离，安全可靠性高。
而且反激变换器易于多路输出，常用于多路输出的小功率场合[1].但是对于输入电压较高的场合，单管反激变压器的开关管要承受约两倍输入电压的高压，这对系统的可靠性和开关管的选择都十分不利。
本文介绍一种双管反激变换器的拓扑，对于改善高压场合反激变换器有十分明显的效果。
1 工作原理分析电路图如图1 所示：M1,M2 为主开关管;D1,D2 为箝位二极管;D3 为输出整流二极管;C1 为输出滤波电容;R1 为负载;LP 为变压器原边绕组等效电感，Lr 为变压器漏感;Ls 为变压器副边绕组等效电感。
图1 双管反激变换器电路拓扑结构与单管反激一样，双管拓扑中的主开关管开通时，把能量储存在磁路中，断开后，磁能转化为电能传至负载。
电路中D1,D2 把过剩的反激能量反馈回电源D1,Uin.电路的工作模式可分为四个部分，如图 2 所示。
图2 双管反激变换器工作波形[t0~t1]t0 时刻，M1,M2 同时导通，D1,D2 关断，输入直流电压作用在变压器原边绕组电感和漏感上，变压器漏感电流线形上升，则有。
箝位二极管D1,D2 承受的反压为Uin,输出整流二极管D3 承受的电压为U0+UinN2 / N1,副边没有电流通过。
LED路灯的双管反激解决方案(上)
LED路灯的双管反激解决方案（上）相比传统光源，LED 具有高效率、使用寿命长的特点。
因此成为了降低室内外能源消耗的照明首选。
对于路灯照明而言更是如此。
谐振变换器能够提高电源效率，是最受欢迎的电源供应拓扑之一。
LLC 谐振变换器因提高大功率转换效率和副边整流管的低压应力而引发关注。
然而，复杂的设计和高制作成本使得LLC 谐振变换器难以快速投入市场。
LLC 还面临一个问题，那就是它是大型的环形电流，需要使用零电压开关电源。
LLC 谐振变换器在轻载时会造成相对高功率的损耗。
当MOSFET 的二极管性能不佳时，LLC 谐振变换器会出现很多潜在的故障和问题。
双管反激变换器旨在解决LLC 谐振变换器出现的问题，作为替代方案。
由于在高侧加了一个开关，再利用泄漏电感能量到输入电流，以此提高效率。
无缓冲电路和损耗。
双管反激拓扑适用于120W 的开关电源供应。
下面将呈现设计规格和测试结果的细节。
项目负责人：Won-Seok Kang，自2006 年起就职于美国飞兆半导体公司（Fairchild Semiconductor），现为能量转换部的行业高级应用工程师。
他的研究主要涉及功能电源模块、LED 驱动、谐振和软开关dc/dc 变换器、和电子镇流器，他还拥有电子工程的理工学士和硕士学位。
双开关准谐振反激拓扑双开关准谐振反激拓扑实际上是降低钳位电路的损耗。
此外，FL6300A 的准谐振工作模式降低开关损耗和保证高效率。
图1 是所提出的双开关准谐振反激变换器的简要图解。
FL7930B 是有源功率因数校正（PFC）控制器，FL6300A 是照明用准谐振模式电流模式PWM 控制器。
FAN7382 可对两个高侧和低侧MOSFETs 进行驱动。
新型600V385 欧姆超结、D-PAK 封装的。
(精选)双管反激
引言电路拓扑简单，输入输出电气隔离,升/降压范围广，具有输出多路负载自动均衡等优点，广泛用于多路输出机内电源之中。
但在反激变换器中，变压器起着电感和变压器的双重作用，因而变压器磁芯处于直流偏磁状态，为防磁饱和要加入气隙，因此漏感较大。
当功率管关断时，会产生很大的关断电压尖峰，有可能损坏功率管；导通时，电感电流变化率大[1][2]。
因此在很多情况下，必需在功率管两端加吸收电路，开关管的电压应力大。
变换电路，在功率管关断时，变压器漏感电流流过续流二极管反馈给电源而嵌位，所以功率管的电压应力和输入电压相等。
可见在高压输入场合双管反激电路有其特有的优点[3]。
下面分析此种电路。
二电路分析在稳态条件下。
假设(1)所有开关器件都理想的；(2)Lr远小于Lm；(3)电路工作CCM模式，电路图如图(2-1)。
工作原理描述如下；1.开关模式1[t0－t1]t0时刻开通S1和S2, 输入直流电压Uin作用Lr和Lm上，漏感电流iLr线图（2—1）性上升，D1和D2已关断，(2—1)在t1时刻关断S1和S2, 此时漏感电流iLr为(2—2)管D1和D2承受反压为Uin.,副边整流二极管D3承受反压为U0+(N2/N1)Uin,变压器副边电流为零，滤波电容向负载供电。
2. 开关模式2[t1－t2]刻关断S1和S2，由于电感电流不能突变，所以原边续流管D1和D2导通钳位使S1和S2承受反压为Uin，同时由于磁通连贯原理，漏感电流iLr也导致副边电流iL2的缓慢形成，使副边整流二极管D3导通。
原边电流iLr线性下降为在t2时刻原边电流iLr=0,(2—5)此段时间内原边续流管D1和D2中的电流和漏感电流iLr下降波型完全相同.3. 开关模式3[t2－t3]刻原边续流管D1和D2中的电流和漏感电流iLr下降到0, iL2达到最大。
此后iL2线性下为降(L2为变压器副边电感值)，(2-6)在t3时刻(2—7)原边续流管D1和D2承受反压为,S1和S2承受反压。
双管反激变换器适用于高电压宽输入场合的原理
双管反激变换器适用于高电压宽输入场合的原理摘要：根据高电压宽输入电力电子变换器的供电需求，设计了一种双管反激辅助电源。
分析了双管反激变换器的工作原理；针对宽输入电压范围带来的电流环次谐波振荡问题，设计了斜坡补偿电路；提出了一种电流控制型双管反激变换器的低损耗启动电路。
实验证明所设计的高电压宽输入双管反激辅助电源有效可行。
0 引言各种电力电子变换器系统离不开集成芯片与功率开关，因而需要辅助电源为其中的控制电路、驱动电路、调理与采样电路以及传感器等提供+5 V、±15 V等各种等级的辅助工作电压，辅助电源已成为电力电子变换器的重要组成部分。
辅助电源的输入由电力电子变换器母线电压提供，为了保证电力电子变换器的稳定运行，不论母线电压如何变化，辅助电源均要稳定工作，即辅助电源应能在高电压和宽输入范围内输出稳定的电压，保证电力电子变换器的正常工作。
文献[1]中辅助电源使用LLC谐振变换器拓扑，该拓扑对谐振参数较为敏感，且仅在谐振点附近效率较高，不适合应用于宽电压输入场合。
相比其他拓扑，反激变换器结构简单、体积小、占空比变化范围宽，是辅助电源的理想选择。
文献[2-4]中高电压宽输入辅助电源均采用了单端反激拓扑结构，但单端反激变换器开关管关断时承受的电压等于最大直流输入电压、副边折射电压以及漏感尖峰电压之和，在高输入电压时开关管电压应力很大，导致开关管成本大大增加。
文献[5]采用两个反激变换器串联来解决单管电压应力大的问题，但是需要额外增加两串变压器绕组，这增加了变压器体积，产生的损耗也是单管反激变换器的两倍，随着风力发电与光伏发电等高电压宽输入电力电子变换器应用范围的不断扩大，急需研发与高电压宽输入电力电子变换场合相适应的辅助电源。
双管反激电路开关管所承受的电压应力仅为直流输入电压，开关管关断时的漏感能量通过二极管回馈到直流输入电源，不需加入RCD吸收电路，是高电压宽输入辅助电源的理想选择[6]，本文对此进行研究与设计。
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摘要：研究了基于峰值电流模式的双管反激变换器,分析了它的工作原理,说明了它在高压输入场合的优点。
关键词：反激变换器；峰值电流控制；双管反激
引言
反激变换电路由于具有拓扑简单，输入输出电气隔离,升/降压范围广，多路输出负载自动均衡等优点，而广泛用于多路输出机内电源中。
在反激变换器中，变压器起着电感和变压器的双重作用，由于变压器磁芯处于直流偏磁状态，为防磁饱和要加入气隙，漏感较大。
当功率管关断时，会产生很高的关断电压尖峰，导致开关管的电压应力大，有可能损坏功率管；导通时，电感电流变化率大[1][2]。
因此在很多情况下，必须在功率管两端加吸收电路。
双管反激变换电路，在功率管关断时，由于变压器漏感电流流过续流二极管反馈给电源的嵌位作用，而使功率管的电压应力和输入电压相等。
可见在高压输入场合双管反激电路有其特有的优点[3]。
图1
1电路分析
电路图如图1所示。
在稳态工作条件下，为了简化分析，假设所有开关器件都是理想的；漏感Lr远小于励磁电感Lm；L2为变压器副边等效电感；电路工作在CCM模式。
电路共有4个工作模式，工作过程如图2所示。
——模式1[t0－t1]在S1和S2开通后的t0时刻，输入直流电压Uin作用于Lr和Lm上，D1和D2关断，漏感电流iLr线性上升，则有
iLr(t)=iLr(t0)＋[Uin/Lr+Lm](t－t0)（1）
D1和D2承受反压为Uin，而D3承受反压为Uo＋(N2/N1)Uin，iL2=0，由滤波电容C向负载供电。
在t1时刻漏感电流iLr为
iLr（t1）=iLr(t0)＋[Uin/(Lr+Lm)](t1－t0)（2）
——模式2[t1－t2]在t1时刻关断S1和S2，由于电感电流不能突变，感应电势反向，D1和D2导通钳位使S1和S2承受正压为Uin；同时D3导通，副边电流iL2形成。
原边电流iLr线性下降，即
在t2时刻原边电流
iL2(t2)=(N1/N2[iLr(t1)]-(N1Uo/N2Lm)(t2-t1)]=0（5）
——模式3[t2－t3]在t2时刻D1和D2中的电流和漏感电流iLr下降到0，iL2达到最大。
此后iL2线性下降，
iL2(t)=iL2(t2)－(UO/L2)(t－t2)（6）
在t3时刻
iL2(t3)=iL2(t2)－(UO/L2)(t3－t2)（7）
在此阶段D1和D2承受反压为，S1和S2承受正压为。
——模式4[t3－t4]在t3时刻开通S1和S2，输入电压Uin直接作用于Lr和Lm上，漏感电流iLr从0开始线性上升，
iLr(t)=(Uin+(N1/N2)/Lr)(t－t3)（8）
此时D3仍导通，给电容C充电和向负载供电，iL2(t)以更大的斜率线性下降，为漏感电流iLr减去励磁电感Lm上电流。
iL2(t)=N1/N2[ils(t)-(N1/N2)/LmUo(t-t3)]（9）
iLr(t)=[Uin+(N1/N2)Uo]/Lr（t－t3）（10）
在t4时刻D1和D2反压由上升到Uin，iLr(t)上升到励磁电流iLm,iL2(t)=0，D3反偏，开始新的PWM周期。
由上述分析可知，双管反激变换器具有以下优点：
——续流二极管将漏感能量回馈给电源；
——有效抑制关断电压尖峰，使开关管电压应力为输入电压；
——不需要额外的吸收电路。
图3
2控制系统结构
采用峰值电流控制模式，如图3所示。
由于引入电流反馈,使系统性能具有明显的优点[3]：
——具有良好的线性调整率，反应速度快；
——消除输出滤波电感带来的极点，使二阶系统变为一阶系统，稳定性好；
——固有逐个脉冲电流限制,简化了过载保护和短路保护。
电流型也有缺点，在占空比50％时，必须进行电流斜坡补偿,否则系统不稳定[1]。
本文采用控制芯片UC3844[4]，占空比lt;50％。
图4
3实验结果
利用以上分析结果,设计了一台机内稳压电源。
输入360～450V；输出＋15V(1A)，－15V(0.2A)，
＋25V(0.2A)3路，＋25V(0.4A)；开关工作频率为100kHz，最大占空比Dmax=0.45；功率45W。
变压器用铁氧体R2KBD，罐型GU30，按反激变压器设计原则设计[1]。
主要波形如图4所示。
从图中可以看出功率管的电压应力等于输入电压，续流二极管两端电压和分析结果也相同。
可见双管反激拓扑在高压输入场合有其独特优越性。
图4（d）中，原边电流有尖峰是由于副边整流二极管反向恢复造成。
4结语
原理分析和实验结果的一致性，表明双管反激变换器特别适用于高压输入场合，它减少了器件的电压应力，为功率管的选取和保护创造了有利条件，增加了系统的可靠性。
因此，适于应用于高压输入的中小功率场合。