双管反激变换器研究分析

摘要：研究了基于峰值电流模式的双管反激变换器,分析了它的工作原理,说明了它在高压输入场合的优点。

关键词：反激变换器；峰值电流控制；双管反激

引言

反激变换电路由于具有拓扑简单，输入输出电气隔离,升/降压范围广，多路输出负载自动均衡等优点，而广泛用于多路输出机内电源中。在反激变换器中，变压器起着电感和变压器的双重作用，由于变压器磁芯处于直流偏磁状态，为防磁饱和要加入气隙，漏感较大。当功率管关断时，会产生很高的关断电压尖峰，导致开关管的电压应力大，有可能损坏功率管；导通时，电感电流变化率大[1][2]。因此在很多情况下，必须在功率管两端加吸收电路。

双管反激变换电路，在功率管关断时，由于变压器漏感电流流过续流二极管反馈给电源的嵌位作用，而使功率管的电压应力和输入电压相等。可见在高压输入场合双管反激电路有其特有的优点[3]。

图1

1电路分析

电路图如图1所示。在稳态工作条件下，为了简化分析，假设所有开关器件都是理想的；漏感Lr远小于励磁电感Lm；L2为变压器副边等效电感；电路工作在CCM模式。

电路共有4个工作模式，工作过程如图2所示。

——模式1[t0－t1]在S1和S2开通后的t0时刻，输入直流电压Uin作用于Lr和Lm上，D1和D2关断，漏感电流iLr线性上升，则有

iLr(t)=iLr(t0)＋[Uin/Lr+Lm](t－t0)（1）

D1和D2承受反压为Uin，而D3承受反压为Uo＋(N2/N1)Uin，iL2=0，由滤波电容C向负载供电。

在t1时刻漏感电流iLr为

iLr（t1）=iLr(t0)＋[Uin/(Lr+Lm)](t1－t0)（2）

——模式2[t1－t2]在t1时刻关断S1和S2，由于电感电流不能突变，感应电势反向，D1和D2导通钳位使S1和S2承受正压为Uin；同时D3导通，副边电流iL2形成。原边电流iLr线性下降，即

在t2时刻原边电流

iL2(t2)=(N1/N2[iLr(t1)]-(N1Uo/N2Lm)(t2-t1)]=0（5）

——模式3[t2－t3]在t2时刻D1和D2中的电流和漏感电流iLr下降到0，iL2达到最大。此后iL2线性下降，

iL2(t)=iL2(t2)－(UO/L2)(t－t2)（6）

在t3时刻

iL2(t3)=iL2(t2)－(UO/L2)(t3－t2)（7）

在此阶段D1和D2承受反压为，S1和S2承受正压为。

——模式4[t3－t4]在t3时刻开通S1和S2，输入电压Uin直接作用于Lr和Lm上，漏感电流iLr从0开始线性上升，

iLr(t)=(Uin+(N1/N2)/Lr)(t－t3)（8）

此时D3仍导通，给电容C充电和向负载供电，iL2(t)以更大的斜率线性下降，为漏感电流iLr减去励磁电感Lm上电流。

iL2(t)=N1/N2[ils(t)-(N1/N2)/LmUo(t-t3)]（9）

iLr(t)=[Uin+(N1/N2)Uo]/Lr（t－t3）（10）

在t4时刻D1和D2反压由上升到Uin，iLr(t)上升到励磁电流iLm,iL2(t)=0，D3反偏，开始新的PWM周期。

由上述分析可知，双管反激变换器具有以下优点：

——续流二极管将漏感能量回馈给电源；

——有效抑制关断电压尖峰，使开关管电压应力为输入电压；

——不需要额外的吸收电路。

图3

2控制系统结构

采用峰值电流控制模式，如图3所示。由于引入电流反馈,使系统性能具有明显的优点[3]：

——具有良好的线性调整率，反应速度快；

——消除输出滤波电感带来的极点，使二阶系统变为一阶系统，稳定性好；

——固有逐个脉冲电流限制,简化了过载保护和短路保护。

电流型也有缺点，在占空比50％时，必须进行电流斜坡补偿,否则系统不稳定[1]。本文采用控制芯片UC3844[4]，占空比lt;50％。

图4

3实验结果

利用以上分析结果,设计了一台机内稳压电源。输入360～450V；输出＋15V(1A)，－15V(0.2A)，

＋25V(0.2A)3路，＋25V(0.4A)；开关工作频率为100kHz，最大占空比Dmax=0.45；功率45W。变压器用铁氧体R2KBD，罐型GU30，按反激变压器设计原则设计[1]。主要波形如图4所示。

从图中可以看出功率管的电压应力等于输入电压，续流二极管两端电压和分析结果也相同。可见双管反激拓扑在高压输入场合有其独特优越性。图4（d）中，原边电流有尖峰是由于副边整流二极管反向恢复造成。

4结语

原理分析和实验结果的一致性，表明双管反激变换器特别适用于高压输入场合，它减少了器件的电压应力，为功率管的选取和保护创造了有利条件，增加了系统的可靠性。因此，适于应用于高压输入的中小功率场合。