双管正激变换器交错并联的方法比较
隔离交错并联双管正激Boost变换器
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第2章 并-串并联双管正激组合变换器
第2章并－串/并型双管正激组合变换器2.1概述双管正激变换器具有开关管电压应力低、内在抗桥臂直通的能力、可靠性高、电路拓扑简单等优点，是目前国内外工业界在输出中等功率应用场合中首选的电路拓扑之一。
但双管正激变换器受变压器磁芯复位的限制，最大输出占空比只能达到0.5，要获得较高的输出电压，必须靠提高变压器的变比，增加了副边二极管电压应力，限制了在输出高压场合的应用。
为了保留双管正激变换器的优点，同时克服其缺点，提高等效占空比和输入输出电压增益，减小开关管电流应力和副边二极管电压应力，本章主要研究了三种双管正激组合变换器：一种采用耦合电感的并－串型双管正激组合变换器，一种采用耦合电感的并－并型双管正激组合变换器，和一种并－并/串型双管正激组合变换器。
2.2并－串型双管正激组合变换器（a）独立电感输出电容端串联（b）副边续流二极管串联(c)耦合电感输出电容端串联图2.1 三种并－串型双管正激组合变换器两组双管正激变换器的开关管导通相位互差180O，在输入端并联、输出端串联方第2章 并－串/并型双管正激组合变换器式构成的并－串型双管正激组合变换器有三种，如图 2.1（a ）～2.1(c)所示：分别为采用独立电感在输出电容端串联、副边续流二极管串联和采用耦合电感在输出电容端串联。
其中图 2.1(a)所示并－串型组合变换器中的两组双管正激变换器，在工作上相当于两个独立的变换器，每个变换器输出一半的电压；图 2.1（b ）所示续流管串联型组合变换器，文献【24】已做讨论。
本节主要研究采用耦合电感在输出电容端串联的并－串型双管正激组合变换器，并对三种并－串型组合变换器的特性作一比较。
2.2.1采用耦合电感的并－串型双管正激组合变换器为了便于分析图 2.1（c ）所示的并－串型双管正激组合变换器，作如下假定：组合变换器已经达到稳态，耦合电感中两线圈电流工作在连续模式，开关管和二极管均为理想器件，忽略变压器漏感，两耦合线圈自感相等（12L L L ==），两输出滤波容电压相等、均为输出电压的一半。
双管正激变换器交错并联的方法比较
双管正激变换器交错并联的方法比较摘要：从开关器件的电压应力来看，双管正激变换器较一般的正激变换器有更多的优点。
本文提出了两种双正激变换器交错并联的方法，分析了两种电路的工作状态，比较了两种电路中输出滤波电感和电容中的电流脉动，对比了两种电路中各半导体器件的电流电压应力。
最后通过仿真和实验证明了分析和比较的正确性。
关键词：双管正激变换器移相并联开关应力Comparison of Interleaving Methods of Two— transistor Forward Converter Abstract:Two methods of interleaving two— transistor forward converters are presented in this paper・ Firstly, the operation stages are analyzed・ Then the ripple currents in filter inductors and output capactiors in toth methods are discussed and compared・ After that , the current and voltage stresses of divices are investigated and compared as wel1. Finally, simulation and experiments are performed to verify the analysis and comparision. Keywords:Two— transistor forward converter Interleaving of converters Switching stress1引言双管正激变换器较单管正激变换器有很多优点，特别是在电压应力方面，因为变换器中每个功率器件只需承受电源电压，而在单管正激变换器中则要承受两倍的电源电压。
基于TL494的交错并联双管正激变换器的研制
基于TL494的交错并联双管正激变换器的研制潘少博【摘要】针对中小型功率的DC/DC变换器中存在着效率低、体积大、可靠性不高等问题,设计出一种交错并联双管正激变换器.该变换器采用两路双管正激互补导通、公用续流二极管和LC滤波的并联方式,解决了由于磁路复合而占空比必须小于0.5的问题,输出滤波电感L上的电流纹波也是开关频率的两倍,提高了电流的动态响应,减小了整机的体积,两路正激变换器各自分散了功率器件的发热损耗,提高了变换器的效率.控制器采用TL494芯片,补偿网络采用Ⅱ型误差放大器.为了验证设计方案的可行性,搭建了一台250 W的实验样机并实测,实验结果验证了设计方案的正确性.【期刊名称】《电气开关》【年(卷),期】2018(056)004【总页数】5页(P38-42)【关键词】DC/DC变换器;交错并联双管正激变换器;TL494【作者】潘少博【作者单位】广西大学电气工程学院,广西南宁 530004【正文语种】中文【中图分类】TM461 引言电力电子技术飞速发展使得开关电源应用于许多领域，如能源领域、交通领域、制造领域、航空航天及军事领域、家电领域等等。
以电力电子技术为核心的开关电源逐渐代替了效率低、体积大的线性电源[1-2]。
在中小型功率的开关电源的应用场合，一般有半桥、推挽、正激、反激。
半桥变换器适用于高压中型功率的场合，开关管流过两倍输入电流，承受的电压为输入电压，且铁芯不存在直流偏磁现象。
但半桥变换器原边存在电压短路的可能性[3-4]。
推挽变换器结构比较简单，变压器的磁芯双向磁化。
但该电路必须保证有较好的对称性，否则会引发直流偏磁从而导致磁芯饱和，此外变压器的绕制工艺也非常严格，必须紧密祸合，减小漏感防止开关管关断时刻电压尖峰过大[5-6]。
正激变换器适用于中小功率的场合，输入输出有电气隔离，很容易实现多路输出。
但开关管的占空比不得超过0.5，变换器为了保证磁芯复位，必须附加复位电路，且普遍存在变压器利用率低下，主开关管承受两倍输入电压等问题[7-8]。
交错并联式双管正激变换器及其控制电路毕业
交错并联式双管正激变换器及其控制电路毕业摘要本文主要研究了交错并联式双管正激变换器及其控制电路。
相比于其他隔离式DC/DC变换器，交错并联结构的双管正激变换器有自动实现励磁能量的回馈，结构简洁等优点。
同时，其主功率管只需承受电源电压，从而选择面更广。
此外，其并联结构缩小了输出滤波电感的体积，降低了器件的应力，从而进一步减小了损耗。
在控制电路的设计方面，考虑到电源输出电压范围的可控性，本文采用电压反馈控制方式，选用UC3825型脉宽调制器。
本文列举了DC/DC 变换的各种拓扑，比较了四种PWM控制模式，分析了交错并联式双管正激变换器的工作原理及其工作过程，详细推导并建立了带有电压反馈控制的双管正激变换电路的小信号模型，设计了补偿网络，给出了主电路和控制电路的工程计算。
最后，对系统进行频域、时域仿真，并给出相关分析。
关键词：双管正激变换器、电压反馈控制、小信号模型、补偿网络、仿真AbstractThis paper studies the parallel dual interleaved forward converter and its control circuit. Different to other isolated DC/DC converters, the parallel dual interleaved forward converter can feedback excitation energy automatically, also, simple structure is the one of the system’s advantages. Meanwhile, the power switches only need to work just under the main power voltage, which makes the designers have a wider range of choosing the power switches. In addition, the parallel structure reduces the volume of the output filter inductance, reducing the stress of the device, thereby, further reducing the loss. In the control circuit design, taking into account of the controllability of the range of the output voltage, we use voltage feedback control method, and chose the UC3825 voltage pulse width modulator. This article lists the DC/DC conversion of the various topologies, makes a comparison of the four PWM control modes, analyzes the parallel dual interleaved forward converter’s operating principle and working process, derives in detail and establish the small signal model, designs the compensation network, and carries out the main circuit’s and control circuit’s engineering calculation. Finally, this paper makes the system frequency and time domain simulation, and make some correlation analysis.Key words: dual forward converter, voltage feedback control, small signal model, compensation network, simulation目录摘要 (I)Abstract (I)目录............................................................................................................................. I I 第1章绪论 (1)1.1开关电源概述 (1)1.2本课题研究意义 (1)1.3隔离式DC/DC变换拓扑列举 (2)1.4反馈控制模式分类 (4)1.5本课题方案研究 (7)1.5.1功率电路选择 (7)1.5.2控制电路的选择 (8)1.6本文研究的主要内容 (8)1.7本章小结 (8)第2章功率电路状态分析及其参数设置 (9)2.1功率电路结构及其工作原理分析 (9)2.1.2电路结构分析 (9)2.1.2功率电路工作原理分析 (9)2.2主电路参数设计 (14)2.2.1技术指标 (14)2.2.2功率电路变压器设计 (15)2.3.3主功率开关管的选择 (19)2.3.4二极管的选择 (19)2.3.5输出滤波电感的选择 (20)2.3.6输出滤波电容的选择 (21)2.4本章小结 (21)第3章系统建模与控制电路的设计 (22)3.1功率电路建模 (22)3.1.1小信号模型的建立 (22)3.1.2标准型等效电路的建立 (25)3.2电压控制脉宽调制器建模与系统稳态传递函数的建立 (28)3.2.1电压控制型开关调节电路原理介绍 (28)3.2.2脉宽调制器的数学模型 (28)3.2.3电压控制系统原始回路稳态传递函数的建立 (29)3.2.4补偿网络的设计 (31)3.3控制电路结构 (34)3.3.1 UC3825外围电路 (34)3.3.2主功率管驱动电路 (36)3.3.3过流保护电路 (37)3.4本章小结 (38)第4章电路仿真 (39)4.1仿真软件简介 (39)4.2系统时域仿真 (40)4.2.1时域仿真电路及其波形 (40)4.2.2时域仿真分析 (44)4.3本章小结 (45)结论 (46)参考文献 (47)致谢 (50)附录 (1)第1章绪论1.1 开关电源概述随着电力电子技术的飞速发展，固态化静止型功率变换电源已经发展成为电力电子技术的三大应用领域之一(另两个是“运动控制”和“电力品质控制”)。
交错并联峰值电流控制双管正激变换器的设计
中图分类号 ： Ｍ４ Ｔ ６
文献标识码 ： Ａ
文章编号： ６ ２ ５ ５ ２ １ ０ — ０ ３ ０ １ ７ — ４ Ｘ（ Ｏ ２）３ ０ ３ — ２
双 管 正激 变 换 器开关 管承 受 电压 应力 低 ，输 入
主 电路 由两 套 不 同的 双 管正 激 变换 器 构 成 ， 在
直流 电源不会短路 ， 可靠性高 ， 中小功率场合得到 在 广泛应用。但双管正激变换器的变压器工作在第一 象 限， 严重影响变换器的功率容量输出。为了提高输 出功率 ， 采用交错并联控制 的方法 ， 以提高变换器 可 的输 出功率 ， 同时减小输 出电流纹波 ， 降低滤波器体 积， 还可以应用到大电流输出场合 。 本文以双管正激电路 为主电路 ，采用交错并联 控制方式【 以 Ｕ ３４ 芯片为控制核心 ， ” ， Ｃ ８６ 采用峰值电 流反 馈 的控 制模 式 ，研 制一 台 ３ｋ 的 Ｄ ／Ｃ变 换 ｗ ＣＤ 器 装 置 ， 给 出 了相 应 的实 验结果 。 并
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２ 系统的实现
图 １ 主电路拓扑结构图
收 稿 日期 ：０ １ １— １ ２ １－ ２ ０
双管 正激样 机 主要技 术指标 如 下 ：
作者简介 ： 嵘（ ９ ８ ） 女 ， 丘 １７ 一 ， 广东广州人 ， 师 ， 讲 硕士学位， 研究方 向为 电力电子技 术与应用 。 ３３
交错并联双管正激软开关变流器的动态分析
第30卷第9期仪器仪表学报V ol.30 No. 9 2009年9月Chinese Journal of Scientific Instrument Sep. 2009 交错并联双管正激软开关变流器的动态分析*褚恩辉，程洪波，刘秀翀，张化光（东北大学信息科学与工程学院沈阳110004）摘 要：为减小变换器的开关损耗，提高变换器的转换效率，提出了一种新型交错并联双管正激软开关变流器，并进行了电路的动态分析。
即通过利用输出平滑电感、变压器漏感及开关管缓冲电容的作用，实现了所有开关管的软开关。
该变换器可有效地抑制开关管的电压、电流尖峰，变压器和开关管流过的环流电流小，回路总导通损失小。
该文详细分析了它的工作原理，软开关实现条件。
制作了一个使用IGBT的500W-100kHz的样机，通过仿真和实验验证了该变换器的有效性。
关键词：交错并联；双管正激变换器；中间抽头的平滑电感滤波器；软开关中图分类号：TM464文献标识码：A国家标准学科分类代码：470.40Dynamic analysis of interleaving double switch forwardsoft switching converterChu Enhui, Cheng Hongbo, Liu Xiuchong, Zhang Huaguang（College of Information Science & Engineering Northeastern University, Shenyang 110004, China）Abstract：This paper presents a novel interleaving double switch forward soft switching converter to reduce switching loss and improve efficiency. Dynamic analysis on the circuit of converter inverter is also provided in the paper. A tapped-inductor type smoothing filter, lossless snubber capacitors and transformer parasitic inductance are used to achieve soft-switching conditions of the active power switches. Lower peak voltage and peak current stresses could be achieved in the converter. Furthermore, lower circulating current through transformer and switching devices could also be achieved to reduce the losses in the circuit. The operating principle of the new soft switching power converter and the conditions of realizing soft-switching are analyzed in detail. A 500W-100kHz prototype was made using IGBT. The effectiveness of the proposed converter is confirmed by the simulation and experimental results.Key words：interleaving technique; double switch forward converter; tapped inductor type smoothing filter; soft switching1引 言随着电力电子技术的发展，软开关技术的应用在PWM逆变器高频化进程中起着重要的作用。
双路交错并联双管正激
双路交错并联双管正激从以上开关模态分析可知，双路交错并联双管正激DC/DC变换器交替工作，向副边传输能量，通过二极管D1、D2或D3、D4向电源回馈能量，实现铁心磁复位，电路结构简洁。
并且主功率管关断期间只承受电源电压，这样就可以选用低压高速、导通电阻小的功率管，从而减小功率管导通损耗和开关损耗。
而且，因两路交错并联结构的使用，电路具有以下优点：——在同样开关频率下，输出滤波电感上电压的频率提高了一倍，这样减小了输出滤波电感的体积；同时输入电流脉动频率提高一倍，亦减小了输入滤波器的体积，从而进一步减小整机的体积。
——由于两路交错并联，使得整流侧输出电压等效占空比增加一倍，这就带来两个好处：一是使功率管工作在占空比小于0.5的情况下，整流侧输出电压占空比可以在0～1之间变化，提高了电路的响应，并有利于驱动电路的设计；二是在同样输出电压的情况下，整流侧峰值电压减小一半，续流时间减小，有利于选择低电流定额的续流管。
——并联结构可以使每个并联支路流过更小的功率，消除变换器的“热点”，使热分布均匀，提高可靠性。
在原理分析和样机制作中，我们也注意到寄生参数的谐振会使变压器出现小范围的双向磁化，但由于谐振参数均较小，因此，对变压器铁心的选择以及变换器工作影响不大，最大占空比仍可取在0.5左右。
4 实验结果及讨论在对双路交错并联双管正激DC/DC变换器工作原理分析基础之上，完成了一台DC 27 V/DC 190V，1kW的样机研制，样机的主要实验数据为：——输入直流电压：20～30V；——输出直流电压：190V；——电感：R2KBDEE40铁心；——变压器：R2KBDEE42B铁心；——变压器原副边匝比：1/10；——MOSFET：IRF3205；——开关频率：fs=120kHz；——磁复位二极管：IN5822；——输出整流管：MUR8100；——输出续流管：MUR8100。
图4给出了满载时开关管MOSFET栅源电压ugs和漏源电压uds的波形图，与理论分析基本相同。
输出滤波电容侧并联的交错并联双管正激变换器原理及仿真分析
输出滤波电容侧并联的交错并联双管正激变换器原理及仿真分析作者：朱念汪震来源：《卷宗》2012年第06期摘要：如今高电压输入的隔离型DC-DC双管正激变换器被广泛应用。
但双管正激变换器工作占空比必须小于0.5，会造成整流输出脉动大、利用率不高等缺点。
因此，产生了交错并联双管正激DC-DC变换器，其除了保留双管正激变换器无桥臂直通等优点外，变换器的开关频率和输出功率得到提高，电流脉动及滤波器尺寸减小。
本文对在输出滤波电容侧并联的交错并联双管正激变换器进行了理论，分析其优缺点，应用MATLAB仿真软件对零电压转换的交错并联双管正激变换器进行了仿真实验，在仿真中不断优化电路参数，对仿真结果进行了分析。
关键词：滤波电容；交错并联；双管正激0引言经过多年的发展，开关电源技术取得了很大的成功，但由于其结构复杂、涉及的元器件较多的缺点，且需要降低成本、提高可靠性，仍有一些问题需要解决。
如：电源的设计和生产需要较高的电力电子技术支持；需要根据实际经验来进行电路的调试，有一定的难度。
针对第一个问题，目前各种开关电源虽然形式多样、结构不一，但大都由几种基本的DC-DC变换器拓扑组合而成。
针对第二个问题，随着计算机软、硬件的发展及仿真技术的不断完善，人们可以利用先进的仿真技术，结合仿真软件（如PSPICE、MATLAB等软件）来解决开关电源开发、设计和生产中存在的问题。
1交错并联双管正激变换器的原理分析交错控制是指各变换单元的工作频率和工作占空比相同，相邻变换单元之间的移相角为36０°/N。
(其中 N是变换单元数)。
两个双管正激变换器进行交错有两种组合方法：一种是两个双管正激变换器并联在输出电容两端，两个变换器有自己的滤波电感，称为在输出滤波电容测并联的交错并联双管正激变换器；另一种是两个双管正激变换器并联在续流二极管两端，他们共用一个滤波电感。
两路双管正激变换器采用交错控制，即控制脉冲之间移相１８０°。
交错双管正激变换器的研究
而随着电力电子技术的飞速发展，各种电力电子装置在电力系统、工业、交通和家 庭中的应用日益广泛，而谐波所造成的危害也日益严重。谐波使电能的生产、传输和利 用的效率降低，使得电气设备过热、产生振动和噪声并使绝缘老化，使用寿命缩短，甚 至发生故障或烧毁。谐波可引起电力系统局部并联谐振或串连谐振，使谐波含量放大， 造成电容器等设备烧毁，在三相电路中，中线流过三相三次谐波电流的叠加，使得中线 过流而损坏。谐波还会引起继电保护和自动装置误动作，使电能计量出现混乱。谐波对 通讯设备和电子设备会产生严重的干扰[4]。
低压输入交错并联双管正激变换器的研究
也即
I2M0=(Uin/L2M)(2D－1/2)Ts
这一时段内D1、D2、Q3、Q4上承受的电压均为Uin。
2)开关模态2[t1～t2][参考图3(b)]
t1时刻，励磁电流i2M（t1）为零，D3、D4自然关断，此时T2原边磁化电感L2M、漏感L2S、Q3、Q4漏源结电容Coss3、Coss4开始谐振。i2M反向流动，给Q3、Q4漏源结电容放电，如果uds3(uds4)下降到零，因Q3、Q4体二极管导通，uds3(uds4)将被箝位为零。这一时段因为另一路中Q1、Q2导通，使得D7上的电压被箝为Uin/n，而T2副边电压不会超过Uin/n，因而不会出现单路双管正激副边箝位为零的情况，所以在T2绕组上（同名端）出现正压。对应有
1)这类变换器原边电流较大，即使很小的电阻也会引起可观的损耗，因此应尽量紧凑地布局的主电路的元器件，同时尽可能减小变压器的绕组电阻。可采用输入大面积铺地以减小输入导线的电阻，选用高Bs、低Br的低损耗磁芯材料。
2)因原边电流较大，为减小功率器件的通态损耗，功率管宜采用导通电阻较低的功率MOSFET器件，或采用多个MOSFET并联使用，但同时，必须注意到工作于硬开关状态下的功率器件，高频工作时其开关损耗比较高，因此在选择器件时，必须折衷考虑MOS器件的导通损耗和容性相关损耗(开关损耗、驱动损耗)。需要的话，可以考虑采用软开关技术。
图7所示为副边整流电路，交错并联电路结构使副边输出电压UA的等效占空比加倍，虽然可以减小输出滤波电感的体积，但却使续流管D7的开关频率加倍，处于更高频率的开关过程。由于D7存在反向恢复，这样会在D5、D7以及T1副边(D6、D7以及T2副边)形成环流，造成更大的损耗，如果在t1～t2段di/dt过高（），不仅会引起振铃现象而产生严重的电磁干扰，而且还可能会因为瞬态尖峰电压太高而损坏二极管或电路中的其它半导体器件，因此D7宜采用t0～t1恢复时间短而t1～t2时间长即柔度系数大的快恢复二极管。
各种正激变换拓扑的优缺点分析
一单端正激变换器如图所示与非隔离开关电路拓扑相比增加了一个隔离变压器。
优点:1 可以通过改变次级绕组与初级绕组的线圈匝数比来决定输出电压就是降压还就是升压,或者增大了电压的输出范围。
2 改变输出电压极性就是非常方便的,只要将次级绕组线圈的两端对调,再将次级整流二极管与滤波电容的方向对调就可以。
3 输出与输入隔离,加大了电路抗干扰的能力。
缺点:1 由于变压器漏感的存在,当Q1截止时,其两端将承受非常高的电压应力,易将开关管Q1损坏。
2 磁芯利用率不高,单位周期内只有一个功率脉冲。
3 变压器的磁芯由于一直工作于被置位状态,容易饱与。
回馈式单端正激变换器回馈式单管正激变换器在原来基础上增加了回馈环节,实现了能量的回馈,而且为变压器提供了磁芯复位回路。
但就是当磁芯工作于复位状态时,开关管同样要承受很大的电压应力。
由此可以得出,单端正激变换器只能用于输出功率不就是很大的情况下。
二三路输出正激变换器三路输出正激变换器与单端正激变换器拓扑结构相似,其优缺点也一样。
与单端正激变换器一样,三路输出正激变换器也只能用于输出功率不就是很大的情况下。
三双端正激变换器双管正激变换器使用两个开关管,这样做有显著地优势。
1 关断时每个开关管仅承受一倍的直流输入电压电压,这样就可以使输出的功率加大。
2 关断时不会出现漏感尖峰。
由此可以得出,与单端正激变换器相比,双管正激变换器能用于相对比较大的输出功率地情况下。
四交错正激变换器这种拓扑只就是将两个单端正激变换器交替工作(各占半个周期),其次级电流通过二极管相加。
所以,在每个周期内有两个功率脉冲,每个变换器只提供总输出功率的一半。
由于在每个周期内有两个功率脉冲,交错正激变换器也可以由于相对比较的输出功率的情况下。
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双管正激变换器交错并联的方法比较摘要：从开关器件的电压应力来看，双管正激变换器较一般的正激变换器有更多的优点。
本文提出了两种双正激变换器交错并联的方法，分析了两种电路的工作状态，比较了两种电路中输出滤波电感和电容中的电流脉动，对比了两种电路中各半导体器件的电流电压应力。
最后通过仿真和实验证明了分析和比较的正确性。
关键词：双管正激变换器移相并联开关应力Comparison of Interleaving Methods of Two－transistor Forward Converter Abstract:Two methods of inte rleaving two－transistor forward converters are presented in this paper. Firstly, the operation stages are a nalyzed. Then the ripple currents in filter inductors and output capactiors in toth methods are discussed a nd compared. After that ,the current and voltage stresses of divices are investigated and compared as wel l.Finally, simulation and experiments are performed to verify the analysis and comparision. Keywords:Two －transistor forward converter Interleaving of converters Switching stress1引言双管正激变换器较单管正激变换器有很多优点，特别是在电压应力方面，因为变换器中每个功率器件只需承受电源电压，而在单管正激变换器中则要承受两倍的电源电压。
而且同半桥或全桥变换器相比，它不存在桥臂直通的危险。
因此双管正激变换器吸引了许多研究者的目光。
在参考文献[1]中，作者提出了采用无损吸收的高效率双管正激变换器。
在[2]和[3]中，两种零电压转换（ZVT）技术用于双管正激变换器。
在[4]中，作者提出了一种可控变压器，用于增加双管正激变换器的效率。
在[5]中，作者研究了多输出双管正激变换反馈的模型。
为了增加变换器的输出功率，需要将两个双正激变换器并联运行。
有两种方法实现两个双正激变换器的移相并联；一种是在输出电压侧并联（CPOC），另一种是在续流二极管侧并联（CPFD）。
以前还没有过关于两种方法比较的报道。
本文首先分析了两种并联方式的工作原理，然后分析和比较了两种方法中滤波电感和输出电容中的电流脉动，接着分析和比较了两种途径中各半导体器件的电流电压应力，最后用仿真和实验验证了前面的分析和比较。
2工作状态分析（1）两个双管正激变换器在输出电容侧并联将两个双管正激变换器在输出电容侧并联如图1所示，其工作状态与单个双管正激变换器一样，图2示出了这种并联方式的主要波形。
（2）两个双管正激变换器在续流二极管侧并联两个双管正激变换器在续流二极管侧并联如图3所示。
两变换器共用一个滤波电感和续流二极管，两变换器在运行中移相180°。
假设所有的半导体器件均为理想器件，与开关S21、S22、S23和S24并联的电容CS21、CS22、CS23和CS24表示开关的输出电容。
这种并联方式可以分为六个工作状态如图4所示，主要波形如图5所示。
①状态1（t0－t1）在t0时刻以前，变压器T21已经复位完毕，变压器T22正在复位，开关S21和S22上的电压保持在U d/2，箝位二极管D23和D24导通，续流二极管D27导通负载电流。
在t0时刻，S21和S22同时获得触发信号而开通，其电流iS21(iS22)迅速上升。
负载电流从D27换流到D25。
在t1时刻，流过D27的电流减小到零并截止。
在这一状态中变压器T22仍在复位。
②状态2（t1－t2）在t1时刻，D25和D27间的换流结束。
在本状态中，流过开关S21和S22的电流线性上升，变压器T 22仍在进行复位。
这一状态一直持续到变压器T22复位完毕的t2时刻。
③状态3（t2－t3）图1两双正激变换器在输出电容侧并联图2在输出电容侧并联电路的主要波形图3两双正激变换器在续流二极管侧并联在t2时刻，变压器T22复位完毕，箝位二极管D23和D24截止。
在t2时刻以后，电容CS23和CS24通过直流电源、变压器T22的漏感和激磁电感发生振荡，因此开关S23和S24上的电压呈余弦规律下降。
但是值得注意的是，这里的振荡与在输出电容侧并联电路发生的振荡不同。
因为开关S21和S22保持开通状态，二极管D26即使在开关S23和S24上的电压小于Ud/2仍然保持反偏。
也就是说，开关S23和S24上的电压可能振荡到低于Ud/2。
这一状态当开关S21和S22同时在t3时刻关断时结束。
④状态4（t3－t4）在时刻t3以后，开关S21和S22上的电压线性上升，负载电流从D25换流到D27。
在本状态中，变换器继续振荡。
这一状态一直持续到t4时刻，在此时刻D25和D27间的换流结束，开关S21和S22上的电压达到直流电压Ud。
⑤状态5（t4－t5）在这一状态中，箝位二极管D21和D22正偏导通复位变压器T21的铁心，并将开关S21和S22上的电压箝位在直流电压Ud，同时变换器2继续振荡。
然而由于续流二极管D27导通，因此开关S23和S24上的电压迅速振荡回Ud/2。
⑥状态6（t5－t6）在这一状态中，变压器T21正在复位，开关S23和S24上的电压保持在Ud/2，续流二极管D27导通负载电流。
本状态当开关S23和S24同时在t6时刻开通时结束，同时开始另外半个周期，这半个周期的工作状态与前半个周期一致，只是两个变换器的地位交换了一下。
需要说明的是，变换器的工作导通比将影响电路的工作状态和波形。
当工作占空比小时的典型波形如图6所示。
3两种双正激变换器并联方式的比较（1）滤波电感中的电流脉动假设两种并联电路工作在相同的输入电压、输出电压及相同的负载下，其中：U0是输出电压，D为工作占空比，T为开关周期，L11为滤波电感的电感量。
因为电路中的两个双正激变换器工作在互差180°的情况下，在续流二极管侧并联电路中的滤波电感L2中的电流脉动即为输出电容中的电流脉动，比较式（3）和式（4）可见，为了获得相同的输出电图4在续流二极管侧并联电路的工作状态图5电路在较大占空比时主要波形图6电路在较小占空比时主要波形图7在输出电容侧并联电路电感电流脉动图8在续流二极管侧并联电路电感电流脉动双管正激变换器交错并联的方法比较流脉动，在输出电容侧并联电路的滤波电感应为在续流二极管侧并联电路滤波电感的两倍即：L11=L12=2L2（6）（2）半导体器件的应力①在输出电容侧并联电路的半导体器件应力在该电路中，副边整流二极管D15和D16以及续流二极管D17和D18的电流应力相同，主开关器件S11、S12、S13和S14的电流应力如式（8）所示：式中n1为变压器T11和T12的变比。
箝位二极管D11、D12、D13和D14的电流应力与式（8）相同。
由于箝位二极管的作用，主开关器件和箝位二极管的电压应力相同并等于电源电压，即：US1imax=UD1imax=Ud(i=1,2,3,4）(9)副边整流二极管D15和D16以及续流二极管D17和D18的电压应力如式（10）：UD1i=－(1/n1)Ud(i=5,6,7,8)(10)②在续流二极管侧并联电路中半导体器件的应力在该电路中，副边整流二极管D25和D26以及续流二极管D27的电流应力相同，式中n2为变压器T21和T22的变比。
该电路中主开关器件和箝位二极管的电压应力仍然被箝位二极管箝位在电源电压，即：US2imax=UD2imax=Ud(i=1,2,3,4)（13）式中k1和k2为适当的系数，当主开关S23和S24同时开通，则k1=1，否则k1=0；当主开关S21和S 22同时开通，则k2=1，否则k2=0。
式中右边第一项反映了变换器间的影响，第二项反映了变换器内部原边对副边的影响。
从式（15）可见，在续流二极管侧并联电路中的副边整流二极管的电压应力与在输出电容侧并联电路的有很大的不同，因为它存在变换器间的相互影响。
当某一变换器的变压器正在复位，而同时另一变换器开通，则该变压器的副边整流二极管承受最大的电压，)③两种并联电路的半导体器件应力的比较为了比较两种电路中的半导体器件的电流、电压应力，首先需要决定两电路中的变压器变比。
从式（17）可见，在相同的输入电压和工作占空比下要获得相同的输出电压，在输出电容侧并联电路的变压器变比应为在续流二极管侧并联电路变压器的一半，从上面的半导体器件应力分析并考虑到式（18），在输出电容侧并联电路的副边整流和续流二极管的电流应力小于在续流二极管侧并联电路的，但是前者的主开关器件和箝位二极管的电流应力较后者的大，(19b)式中ΔISmax为两种电路中主开关器件的电流应力的差值，ΔIDmax为两电路中箝位二极管电流应力的差值。
从式（19）可见，两电路中主开关器件和箝位二极管间的电流应力差值随着输出电压和开关周期的增加而增加；随着滤波电感和变压器变比的增加而减小。
两电路中主开关器件和箝位二极的电压应力相同，但是在续流二极管侧并联电路的副边整流二极管的电压应力仅仅为在输出电容侧出电容侧并联的一半。
从上面的比较可见，在续流二极管侧并联电路较在输出电容侧并联电路有较明显的优点，特别是在高电压、高功率的应用场合。
4仿真和实验通过仿真，主开关电流应力与滤波电感的电感量以及开关频率的关系如图9所示，从图中可以看出，两种电路的主开关器件的电流应力均随着滤波电感的增大而减小，而且两电路的主开关器件的电流应力差随着滤波电感和开关频率的减小而增大。
两电路主开关器件电流应力与输出电压的关系如图10所示，从图中可以看出，两电路主开关器件的电流应力均随着输出电压的增高而增大，而且两者间的差值也随着增大。
两电路主开关器件的电流和电压波形分别示于图11和图12中，通过比较图11和图12也可看见在输出电容侧并联电路的主开关电流应力较在续流二极管侧并联电路的大。
5结论本文提出了两种双正激变换器的并联方式，通过两电路的工作状态的分析可见在输出电容侧并联电路中每个变换器的工作状态与单个双正激电路一双管正激变换器交错并联的方法比较图9主开关电流应力与滤波电感和开关频率的关系Ud=200VRload=5Ωf=40kHzn1=0.5n2=1图10开关电流应力与输出电压的关系Ud=200VD=0.3n1=0.5L11=L12=200μH图11在输出电容侧并联电路的开关电压、电流波形Ud=200VD=0.3n2=1L2=100μF图12在续流二极管侧并联电路的开关电压、电流波形样，而在续流二极管侧并联电路的工作状态相当于一个具有两倍占空比的双正激变换器。