双管正激同步整流变换器

本科毕业设计（论文）
双管正激同步整流变换器
***
燕山大学
2012年6月
本科毕业设计（论文）
双管正激同步整流变换器
学院（系）：里仁学院
专业：08应电2班
学生姓名：***
学号：***
指导教师：***
答辩日期：2012/6/17
燕山大学毕业设计（论文）任务书
Abstract
摘要
随着电力电子变换器在通讯系统的广泛应用，低压大电流功率变换器成为一个重要的研究方向。

文章详细介绍了双管正激变换器的拓扑结构及工作原理，阐述了其拓扑结构的特点。

利用状态空间平均法推导出该变换器的小信号模型，以此为基础设计出电压控制模式的闭环设计思想，并指出了如何进行反馈补偿器的设计。

本文采用电压型控制，对该控制方案做了详细的分析和设计。

对于高频整流环节，由于传统的二极管整流电路正向压降大而导致损耗大，极大地影响整个变换器的工作效率，而无法满足低电压大电流开关电源高效率、小体积的需要。

新一代的功率MOSFET由于具有导通电阻极低的特点而成为低电压大限流功率变换器的首选整流器件。

本文介绍了利用功率MOSFET构成同步整流电路的工作原理、驱动方式，并对整流MOSFET的双向导电特性进行了说明。

关键词双管正激；电压型控制；同步整流
II
摘要
With the power electronic converters in communication systems widely used, low-voltage high-current power converters to become an important research direction. The article describes in detail a two-transistor forward converter topology structure and working principle, the characteristics of its topology. State space averaging method to derive the small-signal model of the converter, as the basis for the closed-loop voltage control mode design ideas, and pointed out how the design of feedback compensators. In this paper, voltage control, the control program to do a detailed analysis and design.
The link for the high-frequency rectifier, the forward voltage drop of the diode rectifier circuit big lead to loss, which greatly affect the efficiency of the converter, unable to meet the needs of low-voltage high-current switching power supply high efficiency, small volume. A new generation of power MOSFET with low-resistance characteristics to become the preferred deadline flow of low-voltage power converter rectifiers. This article describes the use of power MOSFET synchronous rectifier circuit works, drive way, two-way electrical properties and rectifier MOSFET are described.
Keywords tow-transistor forward converter；V oltage mode control
Synchronous rectification
I
目录
摘要 (VII)
Abstract ............................................................................................................. V III 第1章绪论.. (11)
1.1开关电源的发展 (11)
1.2低电压、大电流的开关电源的开发 (11)
1.3本章小结 (13)
第2章双管正激的拓扑结构及原理分析 (14)
2.1主电路构成 (14)
2.2工作原理 (14)
2.3电容C的作用 (15)
2.4正激变换器的小信号模型的推导与分析 (15)
2.5电压型控制 (21)
2.6开关电源的频域建模 (22)
2.6.1 电气系统建模 (22)
2.6.2 系统的稳定性和稳定裕度 (23)
2.6.3电压型控制正激变换器 (24)
2.6.4 普通误差放大补偿器的设计 (26)
2.6.5 极点——零点补偿器 (26)
2.7本章小结 (29)
第3章同步整流管双向导电特性及整流损耗分析 (30)
3.1同步整流技术介绍 (30)
3.2肖特基整流管的损耗分析 (30)
3.3同步整流的工作原理和特性 (31)
3.3.1 同步整流的基本工作原理 (31)
3.3.2同步整流管的主要参数 (33)
3.4同步整流的驱动方式 (34)
3.4.1 外驱动与自驱动同步整流 (34)
3.4.2电压型自驱动同步整流 (35)
3.4.3 电流型自驱动同步整流 (38)
3.5SR的控制时序与同步整流电路 (39)
3.6本章小结 (41)
第4章主电路及控制电路参数的设计 (42)
4.1主电路参数设计 (42)
4.2控制电路参数设计 (44)
4.3补偿网络(误差放大器) (48)
4.4本章小结 (49)
第5章实验结果及分析 (50)
结论 (53)
参考文献 (54)
致谢 (55)
附录1 (56)
附录2 (59)
附录3 (62)
附录4 (69)
附录5 (85)
第1章绪论
1.1 开关电源的发展
按电力电子的习惯称谓，AC-AC称为整流，DC-DC称为逆变，AC-AC 称为交流-交流直接变频，DC-DC称为直流-直流变换器。

为达到转换目的，手段是多样的。

20世纪60年代前，研发了半导体器件，并以此器件为主实现这些转换。

电力电子科学从此形成并有了近30年的迅速发展。

所以，广义地说，凡用半导体功率器件作为开关，将一种电源形态转变成为另一形态的主电路都叫做开关变换器电路；转变时用自动控制闭环稳定输出并有保护环节则称为开关电源（switching power supply）。

开关电源主要组成部分是DC-DC变换器，因为它是转换的核心，涉及频率变换。

目前DC-DC变换中所用的频率提高最快，它在提高频率中碰到的开关过程、损失机制，为提高效率而采用的方法，也可作为其他转换方法参考。

本文研究的对象为双管正激变换器，它是一种直流功率变换器，直流功率变换器按输入与输出之间是否有电气隔离可分为两类：非隔离直流变换器和隔离直流变换器。

隔离直流变换器通常是在非隔离变换器拓扑的基础上，加入变压器实现输入输出间的电气隔离。

1.2低电压、大电流的开关电源的开发
（1）低电压、大电流变换器的要求
数据处理系统的速度和效率日益提高，新一代微处理器的逻辑电压低达1.1-1.8V，而电流50-100A，其供电电源——低电压、大电流输出DC-DC变换器模块，又称为电压调整器模块（VRM）。

新一代未处理器对VRM的要求是：输出电压很低，输出电流大，电流变化率高，响应快等。

（2）双管正激电路的特点及发展现状
单管正激式和反激式开关电源的高频变压器只工作在磁滞回线的第一象限，只有单一方向的磁通，利用率不高；推挽式电路的按对称转换的原则工作，两个开关管轮流导通，磁芯双向磁化，但是每一时刻原边只有一个绕组有电流流过，绕组的利用率和效率较低，如果副边绕组也带中心抽头，则
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绕组利用率更低；半桥式变换器的开关管在开关时开关电压值减小为直流输入的一半，但与推挽式变换器相比，输出相同的功率，开关管导通时的电流增加了一倍；全桥式变换器的变压器与半桥式变换器一样都工作于一、三象限，磁芯双向磁化，变压器的利用率较高，理论上开关管电压应力为输入电压，输出相同功率，开关管流过的电流为半桥式变换器的一半，因而可以应用在较大功率的场合。

但是推挽式、半桥式、全桥式变换器均存在变压器磁通不平衡即直流偏磁问题，这是由开关管的开关特性差异或驱动的不对称引起的，需要采用电流型控制策略或在变压器初级串入一隔直电容加以抑制。

双管正激变换器由于结构简单、可靠性好、成本低廉、在工业领域的大中小功率场合得到了广泛的应用。

双管正激变换器把两只开关管串接起来使用，变压器原边串接在两个功率管中间，并在两个功率开关管与变压器两端并联一个二极管，使开关管上承受的电压为输入电压的1/2，降低了开关管的电压应力，较单管正激变换器相比更适应与输出大功率场合，而且其磁复位也比单管正激变换器容易。

而和反激变换器相比，其变压器不再起点感作用，而是一个完全意义上的变压器，只起输入输出隔离和电压变化的作用，只储存激磁所需的少量能量。

双管正激变换器的自身结构可以看作是有一个开关管跟一个二极管串联组成的两个桥臂构成，所以不存在桥臂直通的问题，相对于全桥、半桥变换器来说可靠性好。

随着DC-DC变换器技术的发展，软开关、谐振变换技术的应用，DC-DC 变换器电路的工作方式，从最初的硬开关PWM式，向谐振式和谐振PWM 式方向发展。

每一种工作方式都有它的优点和不足，往往适用于某一种或应用场合。

正激变换电路适用于小功率DC-DC变换器中，而且其控制方便等优点而得到广泛的应用。

（3）同步整流在开关电源中的应用
随着超大规模集成电路的集成度越来越来高、尺寸不断减小、工作频率不断提高和功耗不断降低，其供电电源的电压也随之要求越来越低、电流却不断增大。

例如新一代高速数据处理系统要求电源输出80-100A，0.8-1.2V。

输出电压为3-5V的DC-DC开关变换器，一般采用肖特基势垒二极管作为输出整流管，由于材料物理特性和制造工艺水平的限制，其正向压降约
第1章绪论
为0.3-0.6V、甚至达到1V，大电流时的通态功耗很大在输出电压低于3V的开关变换器的总损耗中将占主要比重，例如可能达到50%。

而现代高速集成电路的电源电压，以降低到几乎可以和SBD正向电压科比的程度。

SBD不能满足低压大电流输出变换器的效率要求，利用功率MOS管导通时正向压降小的特点，降功率MOS管反接，可以作为低电压输出开关变换器的功率整流二极管使用，称为同步整流管。

1.3 本章小结
本章对于开关电源的发展做了一些概括，对低压大电流的开关电源的发展现状做了介绍。

对双管正激变换器的特点及现状做了说明，并且将双管正激电路和其他的拓扑电路进行的简单的对比。

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2.1 主电路构成
在开关电源中，单晶体管正激变换器由于晶体管承受电压高容易击穿，所以可以用两个晶体管串联起来来作一个管子用，这在高电压晶体管较少的早期不失为常用办法之一。

如果加上D1、D2二极管，如图2.1接线，则组构成双晶体管正激变换器。

由于目前工艺水平，主开关管的工作电压不能太高，400V 左右的管子价格低廉一些，用在图2.1所示的电路中是十分合适的。

图2.1 双管正激主电路图
2.2工作原理
下面对照电路图对电路原理进行说明。

Q1、Q2同时导通或同时关断。

在导通时 电源电压Vin 加到变压器T 的原边绕组上。

在稳态下，由于上一周期工作时电感线圈L 已建立的电流，通过D4进行导通，构成了负载Io 的续流电路。

新周期开始，副边绕组由于原边绕组Q1、Q2的导通有了感应电动势。

副边绕组、二极管D3很快建立电流，其速度受制于变压器和副边电路的漏感。

因为在导通瞬间L o 上流过的电流Il 保持不变。

所以，由于D3的电流建立，二极管D4的电流必随之等同的快速减小。

当D3中的正向电流增加到原先流过D4的电流值时，D4则转为关断，而且L 的输入端电压将增加到副边席线圈电压Vs （减去Vd3）。

与此同时开始了正激能量传递状态。

Vin
第2章 双管正激拓扑结构及结果分析
前面的动作时间只占到整个传递期间期间非常小的部分，其大小依漏感而定。

一般电流在1us 内，就建立，但是在低压大电流传递时，漏感影响电流的建立非常明显，甚至大到占了全导通期间的相当大的比例。

这时就影响了能量的传递。

因此漏感应尽可能的小。

一般情况下，在导通期间的大部分，LC 滤波器上电压为(Vs-V o)，电流Il 按公式计算为：
//L Di dt Vs Vo L =-（）
这个副边绕组电流可以按一般变化关系式：n=Np/Ns 折算到原边绕组。

即：Ip=Is/n
除了这个折算副边电流外，一个原边电感Lp 所定义的磁化电流将流过原边线圈。

此次化电流使变压器的磁区存储能量，并且这个存储能量在关断瞬间产生反激作用。

线路中，通过二极管D1、D2的导通，Q1、Q2电压都限制在Vs 值上。

因为此回馈电压与原来正向电压近似相等，所以储存能量的回馈时间约等于之前的导通时间（伏秒值相等）。

因此对于这种形式的电路，导通与关断时间各占周期的50%。

在主开关管关断瞬间，副边绕组电压反响，且整流二极管D3关断。

在L 反激下D4导通。

构成续流回路。

D4导通后，副边上端电压与负载端“-”相同。

Lo 两端电压即为负载端电压V o 。

由于带载缘故Il 续流逐渐减小，降到原来启动值时，主开关管又导通，又开始了新的工作周期，如此周而复始。

2.3电容C 的作用
电容C 的主要作用是减小输出电压和存储一定的能量。

电容C 中的ESR 和ESR 对于零极点的配置还是有相当大的影响的，在设计样机时会对它的影响进行简单介绍并且进行解决。

2.4正激变换器的小信号模型的推导与分析
由于双管正激变换器的两个开关管是同时开通和关断的，因此其工作过程和单管正激变换器几乎没有区别，而正激变换器又是从 Buck 变换器变化而来，Buck 电路如下图所示。

在 Buck 变换器的基础上添加一个变压器
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以实现电气隔离和能量传输即可得到正激变换器。

因此分析Buck 变换器模型可以得到正激变换器的具体工作过程。

为了获得Buck 开关变换器的基本工作特性而又简化分析，假定以下理想条件成立：
（1）开关管T 和二极管 D 从导通变为阻断，或从阻断变为导通的过渡过程时间均为零，且通态电压为零，断态漏电流为零；
（2）在一个开关周期中，输入电压Vin 保持不变，输出滤波电容电压即输出电压V o 有很小的纹波，在分析开关电路变换特性时，可认为V o 保持不变，其值为输出的直流电压平均值V o；
（3）电感和电容均为无损耗的理想储能元件；
Vin
L
图2.4 buck电路原理图Vin
L
图2.5 开关管导通时等效电路图
（4）线路阻抗为零。

图 2.4 所示电路在一个周期的Ton时间和Toff 时间内等效电路图分别如下图 2.5、2.6 所示。

下面以此电路模型为基础推导Buck 的状态空间表达式。

假设电感电流连续，则Ton 时间内，电感电流线性增加，
第2章 双管正激拓扑结构及结果分析 L in o L
U U dt
=- （2-1） c c L du u C i dt R =- （2-2）
图2.6 开关断开时等效电路图 T 时间内，电感电流线性减小，依图 2.6（b ）
L o di L U dt
=- （2-3） c c L du u C i dt R
=- （2-4） 以I L 、Vc 为状态变量，分别列出T on 、T off 时间内状态方程表达式。

在0s≤ t ≤ dT 期间：
[]110110L L s c C di i dt L u L du u C
RC dt ⎡⎤⎛⎫-⎡⎤ ⎪⎢⎥⎡⎤⎢⎥=+ ⎪⎢⎥⎢⎥⎢⎥ ⎪⎢⎥⎣⎦- ⎪⎣⎦⎢⎥⎝⎭⎣⎦ （2-5） 0110O L C s u i u i ⎡⎤⎡⎤⎛⎫= ⎪⎢⎥⎢⎥⎝
⎭⎣⎦⎣⎦ （2-6） 简写成
11s x A x B u •
=+ （2-7）
1y C x = （2-8） 在dT<=t<=Ts 期间
[]100100L L s c C di i dt L u du u L dt ⎡⎤⎛⎫- ⎪⎢⎥⎡⎤⎡⎤=+ ⎪⎢⎥⎢⎥⎢⎥ ⎪⎣⎦⎢⎥⎣⎦- ⎪⎢⎥⎝
⎭⎣⎦ （2-9） 0110O L C s u i u i ⎡⎤⎡⎤⎛⎫= ⎪⎢⎥⎢⎥⎝
⎭⎣⎦⎣⎦ （2-10）
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简写成22s x A x B u =+ （2-11）
2y C x = （2-12）
将式（2-11）、（2-15）按占空比的影响求平均值，得到下式
''1212()()s x dA d A x dB d B u •=+++ （2-13） 同理可得
'12()y dC d C x =+ （2-14）
式中'1d d =-
现在对基本状态平均方程组施加扰动，
ˆd d d
=+ ''ˆd d d =- ˆx x x =+ ˆs s s u u u =+ ˆy y y =+ 将以上式子代入式（2-17）、（2-18）得：
()''''1212121212121212ˆˆˆ()()()()ˆˆˆˆˆ[()()()()S S S
d x x dA d A x dB d B u dA d A x dB d B u dt A A x B B d A A dx B B du +=++++++++-+-+-+-（2-15）
''12121212
ˆˆˆˆˆ()()()()y y dC d C x dC d C x C C xd C C xd +=++++-+- （2-16）
将稳态分量与扰动分量分离成二组方程，其中稳态方程即为式（2-17）、（2-18），
扰动方程如下，
()''121212121212ˆˆˆˆˆˆˆ()[()()()()S S S dx dA d A x dB d B u A A x B B u A A dx B B du dt
=++++-+-+-+-（2-17）
式（2-16）、式（2-17）有ˆˆs du 、ˆˆdx 两项，故是非线性化方程，为了线性化，假设动态分量远小于稳态量，即ˆ1s s u u ，ˆ1d d ，ˆ1x x
，则ˆˆs du 、ˆˆdx 可以忽略，同时记
'12,A dA d A =+，
'12B dB d B =+，'12C dC d C =+，因此上两式可以化简为：
[]1212ˆˆˆˆ()()s s dx Ax Bu A A x B B u d dt =++-+- （2-18） 12ˆˆˆ()y
Cx C C xd =+- （2-19） 上两式即为动态低频小信号状态平均方程，是一个线性非时变方程，将它进行拉氏变换，转至 S 域：
()()()[]()1212ˆˆˆˆ()()s s sx
s Ax s Bu s A A x B B u d s =++-+- （2-20）
第2章 双管正激拓扑结构及结果分析
()()()12ˆˆˆ()y
s Cx s C C xd s =+- （2-21） 求解得，
()()[]()111212ˆˆˆ()()()()s s x
s sI A Bu s sI A A A x B B u d s --=-+--+- （2-22） ()()()11121212
ˆˆˆ(){()[)()]()}s y s C sI A Bx s C sI A A A x B B u C C x d s --=-+--+-+- （2-23） 由上两式可求得各传递函数
（2-24）
（2-25）
（2-26）
据此可以绘出波德图进行校正分析。

另外从稳态方程（2-17）、（2-18）可求解得静态解
1s x A Bu -=- （2-27） 1s y CA Bu -=- （2-28）
式（2-29）～（2-34）即为状态空间平均方程的小信号动态解和静态解。

它以解析形式描述了低频小信号扰动下的特性，但还不够直观，如果以
ˆS S u u
+为电源，ˆO O u u +为输出，可以绘出状态空间平均法等效电路。

适用于 Buck 、Boost 和 Buck －Boost 三种基本电路的标准化等效电路模型如下图 2.7 所示。

研究表明，Buck 、Boost 和 Buck －Boost 变换器，用小信号方程及等效电路观点来看其结构时，都是相同的，不同点只是电路中各元件值及电路方程所对应的常数值不相同而已。

所以可以得到一个重要的概念：任何一种工作方式的开关变换器的小信号模型，都可以用有相同的拓扑结构和相同类型的电路元件来表示。

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图 2.7 连续工作模式下变换器的小信号模型
可以看到上图将电路分成三个部分，每个部分表示了开关电源的固有特性。

第一部分表示对于小信号 d 的控制特性；第二部分表示直流变压隔离器模型，其变比为电压增益M ( d )；第三部分表示开关电源所用的低通滤波器，其参数为H e。

通过式（2-29）~（2-34）可得到Buck 电路的如图2-8 所示小信号模型的具体参数，又由于正激变换器只是添加了隔离变压器到Buck 电路，通过绕组折算的方法可得到正激变换器的小信号模型如下图所示，观察可知匝比只是改变了模型中M、E、J 因子。

则由上图知正激变换器的动态小信号传递函数为：
式（2-36）又被称为控制到输出的传递函数，式（2-36）中n 为变压器变比N2/N1。

2.5电压型控制
电压型控制VMC（V oltage-mode control）是开关变换器最基本的一种控制方式，属于单闭环负反馈控制方式。

为了触发、驱动开关变换器的功率开关管，需要将连续信号调制为脉冲信号，其中脉宽调制，简称PWM（pulse width modulation），是开关变换器常用的一种调制模式。

也可以采用其他调制方式，如脉冲频率调制模式，简称PFM（pulse frequency modulation）等。

脉宽调制模式控制的原理是：变换器的输出电压被检测后，与给定（基准）值Vr相比较，电压误差信号经电压调节器（放大器）放大后，生成控制信号Vc，作用于脉宽调制电路，将模拟电压信号转变为开关脉冲信号，驱动功率开关管。

因为脉冲信号宽度随Vc而变化，从而改变输出电压，构成单闭环反馈控制系统。

开关信号的频率是不变的，导通脉冲宽度（简称脉宽）为DT，D为占空比，T为开关周期。

图2.9所示为DC-DC PWM变换器的电压控制原理框图，该系统包括主电路和控制电路。

控制电路通常采用专用集成控制器，除了脉宽调制外，还有过电压保护、过电流保护、前馈控制（一种开环控制）以及软启动等电路环节。

脉宽调制器是一个比较器，将控制信号Vc与频率一定的锯齿波电压进行比较，产生脉冲序列，如图2.10所示。

因此在集成控制电路中还包括一个频率一定的时钟信号和锯齿波发生器，时钟频率决定了PWM变换器的开关频率。

设锯齿波电压幅值为Vm，锯齿波宽为T（决定了开关周期）控制信号Vc与锯齿波又一次相交，决定了这时的PWM输出，脉冲宽度dT。

可见，在相交点V o/Vi=D。

DC-DC开关变换器的输出-输入电压比V o/Vi与占空比D有关，即V o/Vi=f(D)。

任何原因使负载电压V o变化时，由于系统的负反馈控制作用，PWM输出脉冲宽度（即占空比D）自动调整，从而自动实现稳压，使V o 的变化保持在给定值附近的容许范围之内。

图2.9 DC-DC变换器电压型控制原理框图
2.10 脉宽调制器PWM原理
2.6开关电源的频域建模
2.6.1 电气系统建模
方框图是自动调节（控制）系统中个单元的功能和信号流的一种图解，也是一种数学模型，它表示个单元间相互关系和信号流动的情况，方框图并不等同于图系统的结构框图，图2.11是一个单环控制的开关电源系统方块图，方块图可用以分析小信号扰动作用下系统的瞬态性能。

方块图中，每个单元是一个方块，用传递函数G（s）描述方块的输出Y（s）输入信号X（s）的关系：G(s)=Y(s)/X(s)
图2.11 单环控制的开关电源系统方框图
图2.11中，负载电流
ˆ()
Vi s和输入电压ˆ()
Vo s是小信号扰动。

G（s）=K1（s）K2（s）Go（s）
ˆ
ˆ()/()
Go s Vo s d s
=-
（）为开关变换器的控制——输出传递函数。

K1（s）和K2（s）是电压控制器和脉宽调制器（PWM）的传递函数，
K2（s）近似与锯齿波幅值成反比。

K2(s) = ˆˆ
()/()
d s V s=1/Vm
H（s）为电压检测器的传递函数；Z（s）为开关变换器的等效输出电
阻抗。

为给定的基准电压。

开环系统的传递函数和闭环系统的传递函数是不同的，前向通道的传递函数为G（s），反馈通道的传递函数为H（s）。

系统的开环传递函数为G(s)H(s)。

闭环传递函数为ˆ()
Vo s/ˆVr=G(s)/1+G(s)H(s)，闭环传递函数的分母多项式称为系统的特征多项式。

2.6.2系统的稳定性和稳定裕度
设计一个自动调节系统，首先要保证其稳定性，并使系统有足够大的稳定储备，即在对数频率特性图上表现出足够的稳定裕度，包括增益欲量，其定义可在系统的开环频率上了解。

增益裕量：()
20log1
Kg G jw
=-
式中的w1——相频特性曲线穿越-180度时的频率，称为相位交越频率。

以分贝数表示的Kg>0时，系统是稳定的。

相位欲量为γ=180°+∠G(jωc)
式中ωc——幅频特性曲线穿越0db时的频率，称为增益交越频率或穿越频率，由│G(jωc) │=1求得。

γ与阻尼比ξ相关。

对于二阶闭环系统，不同的ξ的相应γ计算见表。

ξ00.20.40.60.81
γ023°45°60°70°75°当ξ=0时，相频特性正好在ωc处穿越-180°，即ωc=ω1，则γ=0.即系统稳定裕量为零，这时的时域响应为等幅震荡。

γ<0，Kg<0系统是不稳定的。

一般要求所设计的系统，增益裕量大于6db，相位裕量为30°~60°，如果稳定裕量过小，则系统阶跃响应的震荡次数较多，超调量加大；如果稳定裕量过大，则系统响应太慢，调节时间长。

2.6.3电压型控制正激变换器
这类拓扑包括用传统电压控制方法的Buck、正激式、推挽式、半桥和全桥电路。

典型的电路如图2.12所示。

图中使用了一个变压器。

第一步要确定系统的直流增益，即增益曲线的起点。

直流增益可以用下式求得：
Adc=V out/Vi=（Vin/ΔVc）*（Nsec/Npri）
式中ΔVc——三角波发生器的输出电压峰峰值。

把直流增益转换成分贝表示就是Gdc=20log（Adc）Gdc就是博德图上的起始点。

图2.12 典型控制的正激变换器的控制到输出特性模型
主极点是由输出LC 滤波器发生的，它表现为一个双重极点，这个双重极点上“Q”现象通常可以忽略。

在频率超过转折频率后，增益是以-40dB 下降的。

相位在1/10转折频率处就开始有比较明显的滞后了，到10倍转折频率时就滞后了180°。

双极点的位置由下式决定：
12p o o f L C π= （2-37） 式中Lo 和Co ——输出LC 滤波器的电感值和电容值，单位为H 和F 。

如果多路输出的电源，滤波器的值要采用被检测量最大的输出上的值。

接下来是由输出滤波电容等效串联电阻ESR 与输出滤波电容本身引起的零点，该零点转折频率为：
12ESR ESR o f R C π= （2-38） 该零点在控制到输出特性上，使高于转折频率处的增益和相位增加，这
会引起电源系统的稳定性问题。

不幸的是，很多电容厂商并没有给出它们的电容的ESR 值，通常输出滤波电容引起的零点范围如下：
电解电容：1~5kHz
钽电容：10~25kHz
从这里可以看到，选择不同的输出滤波电容会改变控制到输出特性，输出滤波电容有时会对电路的稳定性产生很不利的影响。

电压型控制的正激式变换器的控制到输出特性见图2.13
图2.13电压型控制正激式变换器的控制到输出特性
2.6.4 普通误差放大补偿器的设计
再设计误差放大补偿器时，要遵循下面四条规则。

只要合理地遵循这四条规则，就可以设计出比较好的补偿器。

1、在所有增益大于0dB的频率处的闭环相位不要超过-360°。

2、闭环增益的穿越频率尽可能高，这样就可以提高系统的暂态响应。

3、闭环的直流增益尽可能大，这样可以提高系统的调节精度。

4、通常闭环增益曲线斜率以-20dB/dec下降。

另外要考虑的是，所使用的运算放大器数据手册上提供的增益带宽，如果运算放大器的工作频率很低，设计出来的补偿器有可能不能工作。

本次设计中的电压型控制正激变换器最适合的补偿器类型为单极点单零点形式的。

2.6.5 极点——零点补偿器
这种方法用在具有单极点滤波响应的拓扑中。

该补偿器有直流增益大、相位超前的特性，这也给设计者提供了对电源补偿器进行修正的可能。

补偿器的电流图和伯德图见图2.14。

这种补偿方法在直流处有一个极点，通过提高误差放大器的开环增益来改善输出调节性能。

在输出滤波器最低极点频率或以下引入一个零点，以补偿滤波器几点引起的相位滞后。

这实际上是减少误差放大器零点与极点间的相位滞后量。

这种补偿器在理论上相位上限为-180°（也就是使相位增加了+90°）.相位增加的地方应该设计在控制到输出特性相位滞后最严重处。

补偿器的最后一个极点用来衰减高频分量，以抵消输出滤波电容ESR引起的零点作用。

闭环伯德图见图2.15。

在设计补偿器之前，要先确定控制到输出特性的直流增益。

在计算这些值时，要用最大输入电压来计算，这样计算出来的才是最大直流增益（最坏环境）。

接着确定最大的闭环增益穿越频率，这个频率小于开关频率的1/5比较合理。