双管正激同步整流变换器
本科毕业设计（论文）
双管正激同步整流变换器
***
燕山大学
2012年6月
本科毕业设计（论文）
双管正激同步整流变换器
学院（系）：里仁学院
专业：08应电2班
学生姓名：***
学号：***
指导教师：***
答辩日期：2012/6/17
燕山大学毕业设计（论文）任务书学院：系级教学单位：
学号***
学生
姓名
***
专业
班级
08应电2班
题目题目名称推挽正激式DC-DC变换器的设计
题目性质
1.理工类：工程设计（√ ）；工程技术实验研究型（）；
理论研究型（）；计算机软件型（）；综合型（）
2.管理类（）；
3.外语类（）；
4.艺术类（）
题目类型 1.毕业设计（√ ） 2.论文（）
题目来源科研课题（）生产实际（）自选题目（√）
主要内容随着电源技术的发展，低电压、大电流的变换器因其技术含量高，应用广，越来越受到人们重视。在开关电源中，正激式和反激式有电路拓扑结构简单，输入输出电气隔离等优点，广泛应用于中小功率电源变换场合。与正、反激式相比，推挽式变换器变压器利用率高，输出功率较大，基本不存在励磁不平衡的现象。因此，一般认为推挽式变换器适用于低压，大电流，功率较大的场合。应用SG3525设计一套用于正激电路的低压大电流变换器及其控制系统，并通过Pspice仿真验证其闭环控制性能。
基本要求1. 了解正激变换器的基本原理，建立推挽正激式低压大电流DC-DC变换器的Pspice仿真模型；
2. 基于SG3525的特性设计PI控制闭环系统，给出控制参数的设计过程；
3. 仿真验证控制系统的性能。
参考资料1. 基于SG3525控制的双管正激变换器
2. SG2525A-REGULA TING PULSE WIDTH MODULA TORS
3. 脉宽调制电路SG3525AN原理与应用
4. SG3525在开关电源中的应用
周次第～周第～周第～周第～周第～周
应完成的内容查阅资料、
分析原理
建立正激式
DC-DC变换器的
Pspice仿真模型
闭环控制参
数的设计与
整定；
仿真验证；撰写论文
准备答辩
指导教师：
职称：年月日系级教学单位审批：
年月日
摘要
摘要
随着电力电子变换器在通讯系统的广泛应用，低压大电流功率变换器成为一个重要的研究方向。文章详细介绍了双管正激变换器的拓扑结构及工作原理，阐述了其拓扑结构的特点。利用状态空间平均法推导出该变换器的小信号模型，以此为基础设计出电压控制模式的闭环设计思想，并指出了如何进行反馈补偿器的设计。本文采用电压型控制，对该控制方案做了详细的分析和设计。
对于高频整流环节，由于传统的二极管整流电路正向压降大而导致损耗大，极大地影响整个变换器的工作效率，而无法满足低电压大电流开关电源高效率、小体积的需要。新一代的功率MOSFET由于具有导通电阻极低的特点而成为低电压大限流功率变换器的首选整流器件。本文介绍了利用功率MOSFET构成同步整流电路的工作原理、驱动方式，并对整流MOSFET的双向导电特性进行了说明。
关键词双管正激；电压型控制；同步整流
Abstract
Abstract
With the power electronic converters in communication systems widely used, low-voltage high-current power converters to become an important research direction. The article describes in detail a two-transistor forward converter topology structure and working principle, the characteristics of its topology. State space averaging method to derive the small-signal model of the converter, as the basis for the closed-loop voltage control mode design ideas, and pointed out how the design of feedback compensators. In this paper, voltage control, the control program to do a detailed analysis and design.
The link for the high-frequency rectifier, the forward voltage drop of the diode rectifier circuit big lead to loss, which greatly affect the efficiency of the converter, unable to meet the needs of low-voltage high-current switching power supply high efficiency, small volume. A new generation of power MOSFET with low-resistance characteristics to become the preferred deadline flow of low-voltage power converter rectifiers. This article describes the use of power MOSFET synchronous rectifier circuit works, drive way, two-way electrical properties and rectifier MOSFET are described.
Keywords tow-transistor forward converter；V oltage mode control
Synchronous rectification
目录
摘要....................................................................................................................... II Abstract ................................................................................................................ III 第1章绪论. (1)
1.1开关电源的发展 (1)
1.2低电压、大电流的开关电源的开发 (1)
1.3本章小结 (3)
第2章双管正激的拓扑结构及原理分析 (4)
2.1主电路构成 (4)
2.2工作原理 (4)
2.3电容C的作用 (5)
2.4正激变换器的小信号模型的推导与分析 (5)
2.5电压型控制 (11)
2.6开关电源的频域建模 (12)
2.6.1 电气系统建模 (12)
2.6.2 系统的稳定性和稳定裕度 (13)
2.6.3电压型控制正激变换器 (14)
2.6.4 普通误差放大补偿器的设计 (16)
2.6.5 极点——零点补偿器 (16)
2.7本章小结 (19)
第3章同步整流管双向导电特性及整流损耗分析 (20)
3.1同步整流技术介绍 (20)
3.2肖特基整流管的损耗分析 (20)
3.3同步整流的工作原理和特性 (21)
3.3.1 同步整流的基本工作原理 (21)
3.3.2同步整流管的主要参数 (23)
3.4同步整流的驱动方式 (24)
3.4.1 外驱动与自驱动同步整流 (24)
3.4.2电压型自驱动同步整流 (25)
3.4.3 电流型自驱动同步整流 (28)
3.5SR的控制时序与同步整流电路 (29)
3.6本章小结 (31)
第4章主电路及控制电路参数的设计 (31)
4.1主电路参数设计 (31)
4.2控制电路参数设计 (33)
4.3补偿网络(误差放大器) (37)
4.4本章小结 (38)
第5章实验结果及分析 (38)
结论 (41)
参考文献 (42)
致谢 (43)
附录1 (44)
附录2 (45)
附录3 (48)
附录4 (55)
附录5 (71)
第1章绪论
第1章绪论
1.1 开关电源的发展
按电力电子的习惯称谓，AC-AC称为整流，DC-DC称为逆变，AC-AC 称为交流-交流直接变频，DC-DC称为直流-直流变换器。为达到转换目的，手段是多样的。20世纪60年代前，研发了半导体器件，并以此器件为主实现这些转换。电力电子科学从此形成并有了近30年的迅速发展。所以，广义地说，凡用半导体功率器件作为开关，将一种电源形态转变成为另一形态的主电路都叫做开关变换器电路；转变时用自动控制闭环稳定输出并有保护环节则称为开关电源（switching power supply）。开关电源主要组成部分是DC-DC变换器，因为它是转换的核心，涉及频率变换。目前DC-DC变换中所用的频率提高最快，它在提高频率中碰到的开关过程、损失机制，为提高效率而采用的方法，也可作为其他转换方法参考。
本文研究的对象为双管正激变换器，它是一种直流功率变换器，直流功率变换器按输入与输出之间是否有电气隔离可分为两类：非隔离直流变换器和隔离直流变换器。隔离直流变换器通常是在非隔离变换器拓扑的基础上，加入变压器实现输入输出间的电气隔离。
1.2低电压、大电流的开关电源的开发
（1）低电压、大电流变换器的要求
数据处理系统的速度和效率日益提高，新一代微处理器的逻辑电压低达1.1-1.8V，而电流50-100A，其供电电源——低电压、大电流输出DC-DC变换器模块，又称为电压调整器模块（VRM）。新一代未处理器对VRM的要求是：输出电压很低，输出电流大，电流变化率高，响应快等。
（2）双管正激电路的特点及发展现状
单管正激式和反激式开关电源的高频变压器只工作在磁滞回线的第一象限，只有单一方向的磁通，利用率不高；推挽式电路的按对称转换的原则工作，两个开关管轮流导通，磁芯双向磁化，但是每一时刻原边只有一个绕组有电流流过，绕组的利用率和效率较低，如果副边绕组也带中心抽头，则
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绕组利用率更低；半桥式变换器的开关管在开关时开关电压值减小为直流输入的一半，但与推挽式变换器相比，输出相同的功率，开关管导通时的电流增加了一倍；全桥式变换器的变压器与半桥式变换器一样都工作于一、三象限，磁芯双向磁化，变压器的利用率较高，理论上开关管电压应力为输入电压，输出相同功率，开关管流过的电流为半桥式变换器的一半，因而可以应用在较大功率的场合。但是推挽式、半桥式、全桥式变换器均存在变压器磁通不平衡即直流偏磁问题，这是由开关管的开关特性差异或驱动的不对称引起的，需要采用电流型控制策略或在变压器初级串入一隔直电容加以抑制。
双管正激变换器由于结构简单、可靠性好、成本低廉、在工业领域的大中小功率场合得到了广泛的应用。双管正激变换器把两只开关管串接起来使用，变压器原边串接在两个功率管中间，并在两个功率开关管与变压器两端并联一个二极管，使开关管上承受的电压为输入电压的1/2，降低了开关管的电压应力，较单管正激变换器相比更适应与输出大功率场合，而且其磁复位也比单管正激变换器容易。而和反激变换器相比，其变压器不再起点感作用，而是一个完全意义上的变压器，只起输入输出隔离和电压变化的作用，只储存激磁所需的少量能量。双管正激变换器的自身结构可以看作是有一个开关管跟一个二极管串联组成的两个桥臂构成，所以不存在桥臂直通的问题，相对于全桥、半桥变换器来说可靠性好。
随着DC-DC变换器技术的发展，软开关、谐振变换技术的应用，DC-DC 变换器电路的工作方式，从最初的硬开关PWM式，向谐振式和谐振PWM 式方向发展。每一种工作方式都有它的优点和不足，往往适用于某一种或应用场合。正激变换电路适用于小功率DC-DC变换器中，而且其控制方便等优点而得到广泛的应用。
（3）同步整流在开关电源中的应用
随着超大规模集成电路的集成度越来越来高、尺寸不断减小、工作频率不断提高和功耗不断降低，其供电电源的电压也随之要求越来越低、电流却不断增大。例如新一代高速数据处理系统要求电源输出80-100A，0.8-1.2V。
输出电压为3-5V的DC-DC开关变换器，一般采用肖特基势垒二极管作为输出整流管，由于材料物理特性和制造工艺水平的限制，其正向压降约
第1章绪论
为0.3-0.6V、甚至达到1V，大电流时的通态功耗很大在输出电压低于3V的开关变换器的总损耗中将占主要比重，例如可能达到50%。而现代高速集成电路的电源电压，以降低到几乎可以和SBD正向电压科比的程度。SBD不能满足低压大电流输出变换器的效率要求，利用功率MOS管导通时正向压降小的特点，降功率MOS管反接，可以作为低电压输出开关变换器的功率整流二极管使用，称为同步整流管。
1.3 本章小结
本章对于开关电源的发展做了一些概括，对低压大电流的开关电源的发展现状做了介绍。对双管正激变换器的特点及现状做了说明，并且将双管正激电路和其他的拓扑电路进行的简单的对比。
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第2章 双管正激的拓扑结构及原理分析
2.1 主电路构成
在开关电源中，单晶体管正激变换器由于晶体管承受电压高容易击穿，所以可以用两个晶体管串联起来来作一个管子用，这在高电压晶体管较少的早期不失为常用办法之一。如果加上D1、D2二极管，如图2.1接线，则组构成双晶体管正激变换器。由于目前工艺水平，主开关管的工作电压不能太高，400V 左右的管子价格低廉一些，用在图2.1所示的电路中是十分合适的。
图2.1 双管正激主电路图
2.2工作原理
下面对照电路图对电路原理进行说明。Q1、Q2同时导通或同时关断。在导通时 电源电压Vin 加到变压器T 的原边绕组上。在稳态下，由于上一周期工作时电感线圈L 已建立的电流，通过D4进行导通，构成了负载Io 的续流电路。
新周期开始，副边绕组由于原边绕组Q1、Q2的导通有了感应电动势。副边绕组、二极管D3很快建立电流，其速度受制于变压器和副边电路的漏感。因为在导通瞬间L o 上流过的电流Il 保持不变。所以，由于D3的电流建立，二极管D4的电流必随之等同的快速减小。当D3中的正向电流增加到原先流过D4的电流值时，D4则转为关断，而且L 的输入端电压将增加到副边席线圈电压Vs （减去Vd3）。与此同时开始了正激能量传递状态。
Vin D2
D1Q1
Q2
Lo D4D3
Co Rl
第2章 双管正激拓扑结构及结果分析
前面的动作时间只占到整个传递期间期间非常小的部分，其大小依漏感而定。一般电流在1us 内，就建立，但是在低压大电流传递时，漏感影响电流的建立非常明显，甚至大到占了全导通期间的相当大的比例。这时就影响了能量的传递。因此漏感应尽可能的小。
一般情况下，在导通期间的大部分，LC 滤波器上电压为(Vs-V o)，电流Il 按公式计算为：
//L D i dt Vs Vo L =-（）
这个副边绕组电流可以按一般变化关系式：n=Np/Ns 折算到原边绕组。即：Ip=Is/n
除了这个折算副边电流外，一个原边电感Lp 所定义的磁化电流将流过原边线圈。此次化电流使变压器的磁区存储能量，并且这个存储能量在关断瞬间产生反激作用。线路中，通过二极管D1、D2的导通，Q1、Q2电压都限制在Vs 值上。
因为此回馈电压与原来正向电压近似相等，所以储存能量的回馈时间约等于之前的导通时间（伏秒值相等）。因此对于这种形式的电路，导通与关断时间各占周期的50%。
在主开关管关断瞬间，副边绕组电压反响，且整流二极管D3关断。在L 反激下D4导通。构成续流回路。D4导通后，副边上端电压与负载端“-”相同。Lo 两端电压即为负载端电压V o 。由于带载缘故Il 续流逐渐减小，降到原来启动值时，主开关管又导通，又开始了新的工作周期，如此周而复始。
2.3电容C 的作用
电容C 的主要作用是减小输出电压和存储一定的能量。电容C 中的ESR 和ESR 对于零极点的配置还是有相当大的影响的，在设计样机时会对它的影响进行简单介绍并且进行解决。
2.4正激变换器的小信号模型的推导与分析
由于双管正激变换器的两个开关管是同时开通和关断的，因此其工作过程和单管正激变换器几乎没有区别，而正激变换器又是从 Buck 变换器变化而来，Buck 电路如下图所示。在 Buck 变换器的基础上添加一个变压器
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以实现电气隔离和能量传输即可得到正激变换器。因此分析Buck 变换器模型可以得到正激变换器的具体工作过程。
为了获得Buck 开关变换器的基本工作特性而又简化分析，假定以下理想条件成立：
（1）开关管T 和二极管 D 从导通变为阻断，或从阻断变为导通的过渡过程时间均为零，且通态电压为零，断态漏电流为零；
（2）在一个开关周期中，输入电压Vin 保持不变，输出滤波电容电压即输出电压V o 有很小的纹波，在分析开关电路变换特性时，可认为V o 保持不变，其值为输出的直流电压平均值V o；
（3）电感和电容均为无损耗的理想储能元件；
Vin
T
L
D
C R
图2.4 buck电路原理图
Vin C R
L
图2.5 开关管导通时等效电路图
（4）线路阻抗为零。
图 2.4 所示电路在一个周期的Ton时间和Toff 时间内等效电路图分别如下图 2.5、2.6 所示。下面以此电路模型为基础推导Buck 的状态空间表达式。假设电感电流连续，则Ton 时间内，电感电流线性增加，
第2章 双管正激拓扑结构及结果分析
L in o di L
U U dt =- （2-1） c
c L du u C i dt R =- （2-2）
图2.6 开关断开时等效电路图 T 时间内，电感电流线性减小，依图 2.6（b ）
L o di L
U dt =- （2-3） c
c L du u C i dt R =- （2-4）
以I L 、Vc 为状态变量，分别列出T on 、T off 时间内状态方程表达式。 在0s≤ t ≤ dT 期间：
[]110110L L s c
C di i dt L u L du u C RC dt ????-
?? ???????=+ ??
????? ?????- ????????? （2-5） 0
110O L C s u i u i ??????= ?????????
?? （2-6） 简写成
11s x A x B u ?
=+ （2-7）
1y C x =
（2-8） 在dT<=t<=Ts 期间
[]100100L L s c
C di i dt L u du u L dt ????-
???????=+ ??
????? ???????- ??????? （2-9） 0
110O L C s u i u i ??????= ?????????
?? （2-10）
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简写成22s x A x B u ?=+ （2-11）
2y C x = （2-12）
将式（2-11）、（2-15）按占空比的影响求平均值，得到下式 ''1212()()s x dA d A x dB d B u ?=+++ （2-13）
同理可得 '
12()y dC d C x =+ （2-14） 式中'1d d =-
现在对基本状态平均方程组施加扰动，
?d d d =+ ''?d d d =- ?x x x =+ ?s s s
u u u =+ ?y y y =+ 将以上式子代入式（2-17）、（2-18）得：
()''''1212121212121212???()()()()?????[()()()()S S S d
x x
dA d A x dB d B u dA d A x dB d B u dt A A x B B d A A dx B B du +=++++++++-+-+-+-（2-15）
''12121212
?????()()()()y y dC d C x dC d C x C C xd C C xd +=++++-+- （2-16）
将稳态分量与扰动分量分离成二组方程，其中稳态方程即为式（2-17）、（2-18），
扰动方程如下，
()''121212121212???????()[()()()()S S S
dx
dA d A x dB d B u A A x B B u A A dx B B du dt =++++-+-+-+-（2-17）
式（2-16）、式（2-17）有??s du 、??dx
两项，故是非线性化方程，为了线性化，假设动态分量远小于稳态量，即
?1s s u u ，
?1d d ，?1x x ，则??s du 、??dx 可以忽略，同时记
'12,A dA d A =+，'12B dB d B =+，'12C dC d C =+，因此上两式可以化简为：
[]1212????()()s s dx
A x
B u A A x B B u d dt =++-+- （2-18） 12???()y
Cx C C xd =+- （2-19） 上两式即为动态低频小信号状态平均方程，是一个线性非时变方程，将它进行拉氏变换，转至 S 域：
()()()[]()1212????()()s s sx
s Ax s Bu s A A x B B u d s =++-+- （2-20）
第2章 双管正激拓扑结构及结果分析
()()()12???()y
s Cx s C C xd s =+- （2-21） 求解得，
()()[]()111212???()()()()s s x
s sI A Bu s sI A A A x B B u d s --=-+--+- （2-22） ()()()11121212???(){()[)()]()}s y
s C sI A Bx s C sI A A A x B B u C C x d s --=-+--+-+- （2-23） 由上两式可求得各传递函数
（2-24）
（2-25）
（2-26）
据此可以绘出波德图进行校正分析。
另外从稳态方程（2-17）、（2-18）可求解得静态解
1s x A B u -=-
（2-27） 1s y C A B u -=- （2-28）
式（2-29）～（2-34）即为状态空间平均方程的小信号动态解和静态解。它以解析形式描述了低频小信号扰动下的特性，但还不够直观，如果以
?S S u u +为电源，?O O u u
+为输出，可以绘出状态空间平均法等效电路。 适用于 Buck 、Boost 和 Buck －Boost 三种基本电路的标准化等效电路模型如下图 2.7 所示。研究表明，Buck 、Boost 和 Buck －Boost 变换器，用小信号方程及等效电路观点来看其结构时，都是相同的，不同点只是电路中各元件值及电路方程所对应的常数值不相同而已。所以可以得到一个重要的概念：任何一种工作方式的开关变换器的小信号模型，都可以用有相同的拓扑结构和相同类型的电路元件来表示。
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图 2.7 连续工作模式下变换器的小信号模型
可以看到上图将电路分成三个部分，每个部分表示了开关电源的固有特性。第一部分表示对于小信号d 的控制特性；第二部分表示直流变压隔离器模型，其变比为电压增益M ( d )；第三部分表示开关电源所用的低通滤波器，其参数为H e。通过式（2-29）~（2-34）可得到Buck 电路的如图2-8 所示小信号模型的具体参数，又由于正激变换器只是添加了隔离变压器到Buck 电路，通过绕组折算的方法可得到正激变换器的小信号模型如下图所示，观察可知匝比只是改变了模型中M、E、J 因子。
则由上图知正激变换器的动态小信号传递函数为：
式（2-36）又被称为控制到输出的传递函数，式（2-36）中n 为变压器变比N2/N1。
有源钳位正激变化器的工作原理
第2章有源箝位正激变换器的工作原理 2.1 有源箝位正激变换器拓扑的选择 单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和[36]。传统的磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD箝位技术。这三种复位技术虽然都有一定的优点，但是同时也存在一些缺陷[37-39]。 (1)第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网。 它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较复杂；变压器磁芯不是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大。 (2)RCD箝位技术采用RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单，成本低廉。 它存在的缺点是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。 (3) LCD箝位技术采用无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网，效率较高。 它存在的缺点是：在磁复位过程中，箝位网络的谐振电流峰值较大，增加了开关管的电流应力和通态损耗，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。 而有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的基础上，增加了由箝位电容和箝位开关管串联构成的有源箝位支路，虽然与传统的磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器的成本，但是有源箝位磁复位技术有以下几个优点： (1)有源箝位正激变换器的占空比可以大于0.5，使得变压器的原副边匝
高效率双管正激变换器的研究 开题报告
高效率双管正激变换器的研究 一、课题来源、意义、目的、国内外概况与预测 如何提高电能的利用率一直是电力电子领域最为重要的研究方向，而且必将成为未来该领域研究热点，并在某种程度上决定电力电子技术未来的兴衰命运。 DC/DC 变换技术一直是开关电源技术的重点，也是开关电源技术发展的基础。DC/DC 变换是开关电源的基本单元，其他各种形式的变换电路都是DC/DC 变换电路的演变。DC/DC 变换技术的发展伴随着开关电源技术发展，也是发展最快的电源变换技术之一。所以，研究高效率DC/DC 变换器对电力电子技术的发展具有重要意义。 在各种隔离式DC/DC 变换器中,单管正激变换器由于具有电路结构简单、成本较低、输出电流大、工作可靠性高等优点而广泛应用于中小功率变换场合，更成为低压大电流功率变换器的首选拓扑结构。但由于主开关管电压应力较大而不适合输入电压高的场合。 传统双管正激变换电路使得正激电路的主开关电压应力减小了一半左右，但是受复位机制的限制，它的工作占空比只能小于0.5，不适合电压范围较宽的场合。且开关管工作在硬开关状态下，开关损耗大，在不断追求高频化的今天，显得不合时宜。 本着最大可能提高电路效率的原则，本文着重研究了一种高效率双管正激变换器。 目前，通常采用的磁复位方法主要有以下几种： (1) 采用辅助绕组复位； (2) 采用RCD 复位； (3) 采用LCD 复位； (4) 采用谐振复位； (5) 采用有源钳位复位。 1、辅助绕组复位正激变换器 V O V 图一所示的单端正激变换器的隔离变压器有三个绕组：一次绕组1N 、二次绕组2N 和去磁绕组3N 。在on T 时间内，T 导通，2D 导通，1D 、3D 截止，电源向负载传递能量，此时，磁通增量为11(/)(/)D on D S V N T V N DT ?Φ=?=?，输出电压为21/o D v N N V =?。
宽输入多路输出双管反激变换器的分析与制作
摘要本文对dc-dc变换器进行了分析、比较，结合高压、宽输入，小功率和多路输出的设计要求，并做了双管反激变换器的saber仿真分析及样机的制作。 【关键词】双管反激变换器 saber仿真 1 前言 世界对能源、环保问题的重视，人们对绿色能源的期望越来越高，从而促进了可再生能源，尤其是太阳能及风能的开发利用。在太阳能光伏发电系统中，光伏电池的特性随照射光的强度变化幅度比较大，所以系统逆变器的控制电源应具备大范围直流电压变化情况下的稳定工作能力，即应该有一个相当宽的工作电压范围，这样在太阳光线很弱的情况下仍能保证逆变器控制系统的正常工作。 2 线性稳压电源和开关稳压电源是现有的电源两种主要类型概述 开关电源是一种新型、高效的直流电源，因具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点而逐渐取代了传统的线性稳压电源。在本课题中多路输出开关电源需要在一个相当宽的工作电压范围内稳定输出，要保证开关电源能够在这么宽的输入电压范围内正常工作，如果用常规方法设计，首先要保证在最低电压时主功率管工作在最大的占空比，当电压上升到最高电压时，主功率管的占空比很小了，这样肯定会丢脉冲，系统会工作不稳定。为此本课题针对宽输入多路输出的关键问题讲进行研究。 隔离型dc-dc 变换器包括反激、正激、推挽、半桥以及全桥等。这类变压器适用于升降压范围宽，输入输出间需要电气隔离的场合。下面将结合电路要求，简要介绍这几种变换器的优缺点。 2.1 单端反激变换器 单端反激电路结构简单，成本低，易于多路输出。反激变换器相当于隔离的buck-boost 变换器，其中隔离变压器是个多绕组耦合电感，具有储能、变压和隔离的作用。变压器储能限制了变换器的输出功率，因此只适合于小功率应用场合。且变压器单向激磁，利用率低。 2.2 单端正激变换器 电路形式与反激式变换器相似，只是变压器的接法和作用不同。优点同样是是电路结构简单。但其变压器铁芯磁复位必须采取磁复位电路来实现，除有源箝位等少数几种磁复位方式外，其它多种复位方式拓扑一般存在以下缺陷：变压器铁芯单向磁化，利用率低，主功率管的占空比一般都不超过0.5，主功率管承受两倍左右的输入电压。 2.3 半桥变换器 铁芯双向磁化，利用率高。变压器铁芯不存在直流偏磁现象，功率管承受电源电压，流过两倍的输入电流，适合高压中功率场合。 2.4 双管反激小功率辅助电源 对于小功率应用场合，通常采用正激变换器和反激变换器这两种变换器。输入电压不高的场合，通常采取单端反激的设计方法，但在较高输入电压场合单端反激电路不适用，由于输入电压的变化范围、反激电压、输出轻载状况，单端反激变换器主开关电压应力较大。反激变换器中变压器磁芯处于直流偏磁状态，为防磁饱和要加入气隙，因此漏感较大。当功率管关断时，会产生很大的关断电压尖峰，从而进一步增加了主开关管的电压应力，使emi更为严重，有可能损坏功率管。因此本文采用双管反激的思路，将单管用两只开关管替代，同时导通、关断，并采用箝位二极管把开关管在反激过程中承受的峰值电压箝制在输入电源电压。由此双管反激电路每个开关管上的电压应力大大降低了，开关管的选择范围也更大，同时也具备了单端反激电路的优点。 双管反激变换器的saber仿真，仿真原理图如图1所示。 测试条件：
移相全桥参数计算
1、 2、 介绍 在大功率服务器件中，为满足高效和绿色标准，一些供电设计师们发现使用移相全桥转换器更容易。这是| |因为移相全桥变换器可以在转换器原边获得零切换。这个应用程序的目的是设计报告审查的600W移相全桥变换器在电力系统中，利用TI的新UCC2895移相全桥控制器，并基于典型值。在生产设计需要修改的值最坏 情况的条件。希望这些信息将帮助其他电源设计者的努力设计一个有效的移相全桥变换器。 表1设计规范 描述最小值典型值最大值输入电压370V390V410V 输出电压11.4V12V12.6V 允许输出电压瞬变］600mV 加载步骤90% 输出电压600W 满负荷效率93% 电感器切换频率200kHz 3、功能示意图 4、功率预算 为满足效率的目标，一组功率预算需要设定。 ^BUOGET =^OUT X 1 =45,2W V H J 5、原边变压器计算T1 变压器匝比（al）: VREF GNU UPD OUTA CQMP QUIT HI WTC UL L AB oyrr&1* DC LCD DUTE瞽 QELEF OUTF TT TMiNl S-VNC M mr GS15 RSUV WC1 □ cm ADELEF口 -jWTF I s srrec
估计场效应晶体管电压降（VRDSON ）: V RDSON ~ 0*3 V 基于最小指定的输入电压时 70%的占空比选择变压器。 基于平均输入电压计算典型工作周期 （DTYP ） ("OUT 彳力整座N 0 66 (V|N - 2 兀 ) 输岀电感纹波电流设置为输岀电流的 20% 需要注意在选择变压器磁化电感的正确数值 （LMAG ）。下列方程计算主变 压器 器运行在电流型控制。 如果LMA 太小，磁化电流会导致变换器运行在电压模式控制代替 peak-current 模式 这是因为磁化电流太大，它将作为PW 坡道淹没RS!的电流传感信号。 ^2.76mH 图2显示了 T1原边电流（IPRIMARY ）和同步整流器Q 罰QF 电流对同步整流栅驱动电流的反应。注意 l （QE ） l （QF ） 也是T1的次级绕组电流。变量 D 是转换器占空比。 a1 = N P N s 3［二（￥N 和忡）x 口叱 =21 M OUT P OUT X °隈 V OUT = 10A 仃1）的最低磁化电感，确保变频
倍流同步整流在DCDC变换器中工作原理分析
倍流同步整流在DC/DC变换器中工作原理分析 在低压大电流变换器中倍流同步整流拓扑结构已经被广泛采用。就其工作原理进行了详细的分析说明，并给出了相应的实验和实验结果。 关键词：倍流整流；同步整流；直流/直流变换器；拓扑 0 引言 随着微处理器和数字信号处理器的不断发展，对芯片的供电电源的要求越来越高了。不论是功率密度、效率和动态响应等方面都有了新要求，特别是要求输出电压越来越低，电流却越来越大。输出电压会从过去的3.3V降低到1.1～1.8 V之间，甚至更低[1]。从电源的角度来看，微处理器和数字信号处理器等都是电源的负载，而且它们都是动态的负载，这就意味着负载电流会在瞬间变化很大，从过去的13A/μs到将来的30A/μs～50A/μs[2]。这就要求有能够输出电压低、电流大、动态响应好的变换器拓扑。而对称半桥加倍流同步整流结构的DC/DC变 换器是最能够满足上面的要求的[3]。 本文对这种拓扑结构的变换器的工作原理作出了详细的分析说明，实验结果 证明了它的合理性。 1 主电路拓扑结构 主电路拓扑如图1中所示。由图1可以看出，输入级的拓扑为半桥电路，而输出级是倍流整流加同步整流结构。由于要求电路输出低压大电流，则倍流同步 整流结构是最合适的，这是因为： 图1 主电路拓扑 1）变压器副边只需一个绕组，与中间抽头结构相比较，它的副边绕组数只有中间抽头结构的一半，所以损耗在副边的功率相对较小； 2）输出有两个滤波电感，两个滤波电感上的电流相加后得到输出负载电流，而这两个电感上的电流纹波有相互抵消的作用，所以，最终得到了很小的输出电 流纹波；
3）流过每个滤波电感的平均电流只有输出电流的一半，与中间抽头结构相比较，在输出滤波电感上的损耗明显减小了； 4）较少的大电流连接线（high current inter-connection），在倍流整流拓扑中，它的副边大电流连接线只有2路，而在中间抽头的拓扑中有3路； 5）动态响应很好。 它唯一的缺点就是需要两个输出滤波电感，在体积上相对要大些。但是，有一种叫集成磁（integrated magnetic）的方法，可以将它的两个输出滤波电感和变压器都集成到同一个磁芯内，这样可以大大地减小变换器的体积。 2 电路基本工作原理 电路在一个周期内可分为4个不同的工作模式，如图2所示，理想的波形图 如图3所示。 (a) 模式1[t0－t1] (b) 模式2[t1－t2]
LT1952-可以实现最佳同步整流的正激电路控制
LT1952—可以实现最佳同步整流的正激电路控制LT1952是一个电流型可将同步整流实现最佳化控制的简单的正激变换拓 扑。初级仅用一颗MOS。LT1952即可实现从25W到500W的电源供给。且有非常高的效率和可靠性。低的复杂性和低成本利于小空间应用。LT1952的关键特性包括自动最大占空比箝制。二次侧最佳同步整流控制，精密100mV的低过流检测保护阈值。在低应力的短路保护控制下的触发软起动。LT1952的各种关键功能示于图1。 图1 LT1952内部方框等效电路 启动部分 在正常条件下，SD-V SEC端必须超过1.32V，V IN端必须超过14.25V时才允许IC开启。两者联合使2.5V基准建立以供给LT1952的控制电路。并提供2.5mA 的外部驱动，SD-V SEC的阈值可以用于外部调节系统输入电压的欠压锁定阈值。UVLO的窗口阈值也可以由SD-V SEC端调节。启动前它给出11μA电流。启动后变为0μA。时序图如图2。 图2 LT1952 工作时序
随着LT1952开启。V IN端会降到8.75V以上，若低于此值。IC则关断，V IN 的窗口电压5.5V有很低的460μA启动输入电流。接一支电阻和一个电容网络到供电端V IN，V IN电容值的选择原则为防止其电压在辅助绕组供给V IN端电流之前降到8.75V以下。 输出驱动 LT1952有两个输出端子，SOUT和OUT。OUT端提供±1A峰值的MOS栅驱动能力，电压箝制在13V以下。SOUT端提供±50mA的12V以下的峰值驱动。用以给二次侧的同步整流控制提供合适的信号。对于SOUT和OUT的供出。PWM 的锁定设置在每个主振周期的开始。 输出信号的给出比同步输出信号有一点延迟时间为T delay。（图2）T delay 的调整由DELAY端至地接一电阻来完成。调此时间达到二次同步整流的最佳化。 SOUT及OUT关断在每个周期内同时完成，完成方法有三： ㈠MOSFET峰值电流在I SENSE端起出。 ㈡自适应最大占空比的箝制在负载及输入电压条件下达标。 ㈢最大占空比复位，PWM锁住。 在以下任何条件下，低V IN，低SD-V SEC或OC端过流检测出，这时重新的软起动锁住两输出，令其关断。 前沿消隐 为防止MOS开关噪声导致的SOUT及OUT过早关断，需调节前沿消隐，这意味着电流检测比较器及过流比较器的输出在MOS开启时要消隐掉，在OUT 的前沿之后也要消隐一小段时间，（图6）所要消隐的时间可由调节BLANK到地的电阻值来完成。 自适应最大占空比调制 对于正激变换器要用最简化的单一MOSFET的拓扑完成。因此最大占空比箝制适应变压器的输入电压才可以可靠地控制功率MOS，该伏、秒箝制提供给变压器复位一个安全保障。防止变压器饱合而不能复位。连续的负载变化会导致变换器加大占空比。如果占空比太大，变压器的复位电压会超出初级侧MOS的耐压限度，导致灾难性损坏。许多变换器解决此问题的方法是采用限制MOSFET 的最大占空比为50%的方法来解决，或采用另一固定的最大占空比来解决。这会导致MOSFET非常大的反压。LT1952提供了一个伏秒箝制法解决，使MOSFET 的最大占空比可以超过50%，这样对同样MOS变压器及整流器可以给出更大的功率。而体积却可以缩下来。此外，伏秒箝制还容许降低MOSFET的承受电压，这样MOSFET的R DS ON就比较小，效率就提高了，伏秒箝制定义了最大占空比的保障轨，在系统输入电压增加时，它会降落下来。 LT1952的SD-V SEC和SS-MAXDC端提供一个无电容的调整伏秒箝制解决方案。一些控制器有伏秒箝制控制开关的最大占空比是采用外接电容调整开关的最大导通时间，这种技术有一个伏秒箝制的不准确性。它与外面大的偏差电容及其漂移有关与内部振荡器的漂移也有关，而LT1952只用一支来执行伏秒箝制而不必用精确的外部电容也与振荡器的幅度及频率变化也无关。 在SD-V SEC端上电压的增加会使最大占空比的箝制减少。如果SD-V SEC采用由变压器输入电压处经过电阻分压后供给。则一个伏秒箝制就完成了。为调节初始最大占空比的箝制，SS-MAXDC端电压用一分压器从2.5V V REF处到地取得，SS-MAXDC端上的电压增加时，提供的最大占空比箝制也增加。
正激变换器及其控制电路的设计及仿真
正激变换器及其控制电路的设计及仿真 电气工程 张朋 13S053081
设计要求： 1、输入电压：100V（±20％）； 2、输出电压：12V； 3、输出电流：1A； 4、电压纹波：＜70mV（峰峰值）； 5、效率：η＞78％； 6、负载调整率：1％； 7、满载到半载,十分之一载到半载纹波＜200mV。 第一章绪论 1.课题研究意义： 对于大部分DC/DC变换器电路结构，其共同特点是输入和输出之间存在直接电连接，然而许多应用场合要求输入、输出之间实现电隔离，这时就可以在基本DC/DC变换电路中加入变压器，从而得到输入输出之间电隔离的DC/DC变换器。而正激变化器就实现了这种功能。 2.课题研究内容： 1、本文首先介绍了正激变换器电路中变比、最大占空比和最小占空比、电容、电感参数的计算方法，并进行了计算。 2、正激变换器的控制方式主要通过闭环实现。其中闭环方式又分为PID控制和fuzzy控制。本文分别针对开环、PID控制，fuzzy控制建立正激变换器的Matlab仿真模型，并进行仿真分析了，最后对得出的结果进行比较。 第二章：正激电路的参数计算 本章首先给出正激变换器的等值电路图，然后列出了正激变换器的四个主要参数的计算方法，并进行了计算。 1、正激变换器的等值电路图 图1 正激变换器等值电路图 2、参数计算 （1）变比n 根据设计要求，取占空比D=0.4，根据输入电压和输出电压之间的关系得到变比：
n= D U U out in ?=4.012 100 ?=3.3 （2） 最大、最小占空比 最大占空比D max 定义为 D max = ()n U U U in d out 1 min ? +， 式中U in(min) =100-20=80V ，U out =12V ，n=3.3，，U d 为整流二极管压降， 所以D max =0.495。 最小占空比D min 定义为 D min = ()n U U U in d out 1 max ? +， 式中U in(max) =120V ， 所以D min =0.333。 （3） 电容 电容的容量大小影响输出纹波电压和超调量的大小。取开关频率f=200KHZ ，则T=5×10-6 s ， 根据公式： C=ripple ripple V f I ??81 ， 式中取I ripple =0.2A ，V ripple =0.07mV ， 所以C=1.79μF 。为稳定纹波电压，放大电容至50μF 。 （4） 电感 可使用下列方程组计算电感值： U out =L ×dt di ， dt= f D m in 1-， 式中U out =12V ，di 取为0.2A ，D min =0.333, 所以L=0.334mH 。 第三章 正激变换器开环的Matlab 仿真 本章首先建立了正激变换器开环下的Matlab 仿真模型，然后对其进行了仿真分析。
双管正激变换器交错并联的方法比较
双管正激变换器交错并联的方法比较 摘要：从开关器件的电压应力来看，双管正激变换器较一般的正激变换器有更多的优点。本文提出了两种双正激变换器交错并联的方法，分析了两种电路的工作状态，比较了两种电路中输出滤波电感和电容中的电流脉动，对比了两种电路中各半导体器件的电流电压应力。最后通过仿真和实验证明了分析和比较的正 确性。 关键词：双管正激变换器移相并联开关应力 Comparison of Interleaving Methods of Two－transistor Forward Converter Abstract:Two methods of inte rleaving two－transistor forward converters are presented in this paper. Firstly, the operation stages are a nalyzed. Then the ripple currents in filter inductors and output capactiors in toth methods are discussed a nd compared. After that ,the current and voltage stresses of divices are investigated and compared as wel l.Finally, simulation and experiments are performed to verify the analysis and comparision. Keywords:Two －transistor forward converter Interleaving of converters Switching stress 1引言 双管正激变换器较单管正激变换器有很多优点，特别是在电压应力方面，因为变换器中每个功率器件只需承受电源电压，而在单管正激变换器中则要承受两倍的电源电压。而且同半桥或全桥变换器相比，它不存在桥臂直通的危险。因此双管正激变换器吸引了许多研究者的目光。在参考文献[1]中，作者提出了采用无损吸收的高效率双管正激变换器。在[2]和[3]中，两种零电压转换（ZVT）技术用于双管正激变换器。在[4]中，作者提出了一种可控变压器，用于增加双管正激变换器的效率。在[5]中，作者研究了多输出双管 正激变换反馈的模型。 为了增加变换器的输出功率，需要将两个双正激变换器并联运行。有两种方法实现两个双正激变换器的移相并联；一种是在输出电压侧并联（CPOC），另一种是在续流二极管侧并联（CPFD）。以前还没有 过关于两种方法比较的报道。 本文首先分析了两种并联方式的工作原理，然后分析和比较了两种方法中滤波电感和输出电容中的电流脉动，接着分析和比较了两种途径中各半导体器件的电流电压应力，最后用仿真和实验验证了前面的分 析和比较。 2工作状态分析 （1）两个双管正激变换器在输出电容侧并联 将两个双管正激变换器在输出电容侧并联如图1所示，其工作状态与单个双管正激变换器一样，图2 示出了这种并联方式的主要波形。 （2）两个双管正激变换器在续流二极管侧并联 两个双管正激变换器在续流二极管侧并联如图3所示。两变换器共用一个滤波电感和续流二极管，两 变换器在运行中移相180°。
3843控制的反激变换器
看到一篇文章,220+-20%输入整流后为240-360 单端反激式电源中产生的反向电动势e=170v 则脉冲信号的最大占空比为170/(170+240)=41.5% 我记得反激最大占空比不是可以达到100%吗?可是如果用上面的式子是绝对小于1的 请高手指教 双管反激占空比可以大于50%,CCM下可以大于50%但是需要补偿. 常规我们说的反激最大也就在47%左右,不大于50%. Dmax＝V or/(V or+VDCmin-Vds(ON)) 其中,V or为反射电压,80~135V,常规下取默认值110V,至于为什么,请看书.自己推导一下变知. VDCmin指的是母线上最低直流电压,这个只与你的输入交流值有关. Vds(ON)指的是开关管导通时开关管DS两端压降,在10V以下.与MOSFET的Rds以及你的负载有关,负载大的时候,这个压降会大一些,轻载的时候小一些. 所以,占空比怎么达到100%呢? 占空比还与选择开关管的耐压有关,有一些早期的反激电源使用比较低耐压开关管,如600V或650V作为交流220V 输入电源的开关管,也许与当时生产工艺有关,高耐压管子,不易制造,或者低耐压管子有更合理的导通损耗及开关特性,像这种线路反射电压不能太高,否则为使开关管工作在安全范围内,吸收电路损耗的功率也是相当可观的.实践证明600V管子反射电压不要大于100V,650V管子反射电压不要大于120V,把漏感尖峰电压值钳位在50V时管子还有50V的工作余量.现在由于MOS管制造工艺水平的提高,一般反激电源都采用700V或750V甚至800-900V 的开关管.像这种电路,抗过压的能力强一些开关变压器反射电压也可以做得比较高一些,最大反射电压在150V比较合适,能够获得较好的综合性能.PI公司的TOP芯片推荐为135V采用瞬变电压抑制二极管钳位.但他的评估板一般反射电压都要低于这个数值在110V左右.这两种类型各有优缺点: 第一类:缺点抗过压能力弱,占空比小,变压器初级脉冲电流大.优点:变压器漏感小,电磁辐射低,纹波指标高,开关管损耗小,转换效率不一定比第二类低. 第二类:缺点开关管损耗大一些,变压器漏感大一些,纹波差一些.优点:抗过压能力强一些,占空比大,变压器损耗低一些,效率高一些. 反激电源的反射电压还与一个参数有关,那就是输出电压,输出电压越低则变压器匝数比越大,变压器漏感越大,开关管承受电压越高,有可能击穿开关管、吸收电路消耗功率越大,有可能使吸收回路功率器件永久失效(特别是采用瞬变电压抑制二极管的电路).在设计低压输出小功率反激电源的优化过程中必须小心处理,其处理方法有几个: 1、采用大一个功率等级的磁芯降低漏感,这样可提高低压反激电源的转换效率,降低损耗,减小输出纹波,提高多路输出电源的交差调整率,一般常见于家电用开关电源,如光碟机、DVB机顶盒等. 2、如果条件不允许加大磁芯,只能降低反射电压,减小占空比.降低反射电压可减小漏感但有可能使电源转换效率降低,这两者是一个矛盾,必须要有一个替代过程才能找到一个合适的点,在变压器替代实验过程中,可以检测变压器原边的反峰电压,尽量降低反峰电压脉冲的宽度,和幅度,可增加变换器的工作安全裕度.一般反射电压在110V时比较合适. 3、增强耦合,降低损耗,采用新的技术,和绕线工艺,变压器为满足安全规范会在原边和副边间采取绝缘措施,如垫绝缘胶带、加绝缘端空胶带.这些将影响变压器漏感性能,现实生产中可采用初级
德州仪器-具有同步整流功能的移相全桥控制器UCC28950使用说明
- + -V S UCC28950 https://www.360docs.net/doc/583845216.html, SLUSA16A–MARCH2010–REVISED JULY2010 Green Phase-Shifted Full-Bridge Controller With Synchronous Rectification Check for Samples:UCC28950 FEATURES APPLICATIONS ?Phase-Shifted Full-Bridge Converters ?Enhanced Wide Range Resonant Zero Voltage Switching(ZVS)Capability?Server,Telecom Power Supplies ?Industrial Power Systems ?Direct Synchronous Rectifier(SR)Control ?High-Density Power Architectures ?Light-Load Efficiency Management Including ?Solar Inverters,and Electric Vehicles –Burst Mode Operation –Discontinuous Conduction Mode(DCM),DESCRIPTION Dynamic SR On/Off Control with Programmable Threshold The UCC28950enhanced phase-shifted controller builds upon Texas Instrument’s industry standard –Programmable Adaptive Delay UCCx895phase-shifted controller family with ?Average or Peak Current Mode Control with enhancements that offer best in class efficiency in Programmable Slope Compensation and today’s high performance power systems.The Voltage Mode Control UCC28950implements advanced control of the full-bridge along with active control of the ?Closed Loop Soft Start and Enable Function synchronous rectifier output stage.?Programmable Switching Frequency up to1 MHz with Bi-Directional Synchronization The primary-side signals allow programmable delays to ensure ZVS operation over wide-load current and ?(+/-3%)Cycle-by-Cycle Current Limit input voltage range,while the load current naturally Protection with Hiccup Mode Support tunes the secondary-side synchronous rectifiers ?150-μA Start-Up Current switching delays,maximizing overall system ?V DD Under Voltage Lockout efficiency. ?Wide Temperature Range-40°C to125°C UCC28950Typical Application Please be aware that an important notice concerning availability,standard warranty,and use in critical applications of Texas Instruments semiconductor products and disclaimers thereto appears at the end of this data sheet. PRODUCTION DATA information is current as of publication date.Copyright?2010,Texas Instruments Incorporated Products conform to specifications per the terms of the Texas Instruments standard warranty.Production processing does not necessarily include testing of all parameters.
同步整流技术总结
同步整流总结 1概述 近年来，为了适应微处理器的发展，模块电源的发展呈现两个明显的发展趋势：低 压和快速动态响应，在过去的10年中，模块电源大大改善了分布式供电系统的面貌。即使是在对成本敏感器件如线路卡，单板安装，模块电源也提供了诱人的解决方案。然而，高速处理器持续降低的工作电压需要一个全新的，适应未来的电压方案，尤其考虑到肖特级二极管整流模块不能令人满意的效率。同步整流电路正是为了适应低压输出要求应运而生的。由于一般的肖特基二极管的正向压降为0.3V以上，在低压输出时模块的效率 就不能做的很高，有资料表明采用肖特基二极管的隔离式DC-DC模块电源的效率可以 按照下式进行估算： V out V out (0.1 V out V cu V f) 0.1 V out—原边和控制电路损耗 V cu —印制板的线路损耗 V f —整流管导通压降损耗 我们假设采用0.4V的肖特基整流二极管，印制板的线路损耗为0.1V，则1.8V的模 块最大的估算效率为 72%。这意味着28%的能量被模块内部损耗了。其中由于二极管导通压降造成的损耗占了约15%。随着半导体工艺的发展，低压功率MOS管的的有着越 来越小的通态电阻，越来越低的开关损耗，现在IR公司最新的技术可以制作30V/2.5m Q的MOS管，在电流为15A时，导通压降为0.0375,比采用肖特基二极管低了一个数量级。所以近年来对同步整流电路的研究已经引起了人们的极大关注。在中大功率低压输出的DC-DC变换器的产品开发中，采用低压功率MOSFET替代肖特基二极管的方案 得到了广泛的认同。今天，采用同步整流技术的ON-BOARD 模块已经广泛应用于通讯 的所有领域。 2同步整流电路的工作原理 图1采用同步整流的正激电路示意图(无复位绕组)
正激变换器工作原理
正激变换器 实际应用中，由于电压等级变换、安全、系统串并联等原因，开关电源的输入输出往往需要电气隔离。在基本的非隔离DC DC-变换器中加入变压器，就可以派生出带隔离变压器的DC DC-变换器。例如，单端正激变换器就是有BUCK变换器派生出来的。 一工作原理 1 单管正激变换器 单端正激变换器是由BUCK变换器派生而来的。图（a1）为BUCK 变换器的原理图，将开关管右边插入一个隔离变压器，就可以得到图（a2）的单端正激变换器 图（a1）BUCK变换器
图（a2）单端正激变换器 BUCK 变换器工作原理： 电路进入平恒以后，由电感单个周期内充放电量相等， 由电感周期内充放电平恒可以得到： ?==T dt L u T L U 001
即： 可得： 单端正激变换器的工作原理和和BUCK 相似。 其工作状态如图如图（a3）所示： 图（a3）单端正激变换器工作状态 开关管Q 闭合。如图所示，当开关管Q 闭合时的工作状态如图a4所示， ? ? =- -ON ON t T t o o i dt U dt U U 0 )(i i ON o o o i OFF o ON o i DU U T t U T D U DT U U t U t U U == -=-=-)1()()(
图（a4） 根据图中同名端所示，可以知道变压器副边也流过电流，D1导通，D2截止，电感电压为正，变压器副边的电流线性上升。在此期间，电感电压为： O I L U U N N u -= 1 2 开关管Q 截止。开关管截止时，变压器副边没有电流流过，副边电流经反并联二极管D2续流，在此期间，电感电压为负，电流线性下降: O L U U -= 在稳定时，和BUCK 电路一样，电感电压在一个周期内积分为零，因此： ()S O S I T D U DT U U N N ?-?=??? ? ??-1120 得： I O DU N N U 1 2= 由此可见，单端正激变换器电压增益与开关导通占空比成正比，
基于UC3844的多路输出双管正激电源设计
第十七届全国电源技术年会论文集 基于ＵＣ３８４４的多路输出双管正激电源设计 石晓丽张代润黄念慈郑越四川大学电气信息学院（成都６１００６５） 摘要：介绍了一种基于ＵＣ３８４４集成芯片实现双管正激多路输出的电路，分析了电路的工作原理，并介绍了电路启动和控制设计方法，该控制方法简单，成本低，工作频率高，实用性强，同时设计了两种输出方案来满足不同需要，与一般的双管正激相比有较高的实用价值，实验证明效果良好。 叙词：双管正激多路输出开关电源 １引言 在中等容量的开关电源中，双管正激变换器有比较明显的 优势，它克服了单管正激变换器开关管电压应力过高的缺点，而 且不需要特殊变压器磁复位电路。更重要的是，与全桥变换器 和半桥变换器相比，其在结构上有抗桥臂直通的优点，因此已成 为应用最为普遍的电路拓扑结构。本文设计了一种采用 ＵＣ３８４４控制的多路输出双管正激开关电源。ＵＣ３８４４是一种电 流调制的ＰＷＭ控制器，实现电压电流双闭环控制，芯片内阻较 大（３０ｋ），启动电流小（小于ｌｍＡ），因此在高压输入时仍然可以 使用大电阻分压来进行启动，直接采用变压器输出端反馈，控制 电路简单，电路输出采用ＬＭ３５０调整电压精度。 ２变换器工作原理 本文设计的变换器输出功率２００Ｗ，工作频率５０ｋＨｚ，工作范围４００Ｖ～６００Ｖ，输出４路分别为２４Ｖ、±１２Ｖ和５Ｖ。 图ｌ是变换器的原理图，主电路是双管正激变换器，开关管Ｑ１和Ｑ２同时导通，能量通过高频变压器传输到输出侧，经整流输出给负载；开关管关断时，变压器能量通过续流二极管Ｄ。和Ｄ２回馈到输入端，变压器磁芯复位。 Ｑ和Ｑ采用功率Ｍ喽；Ｈ『ｒ作为功率开关管。开关管与瞬态电压抑制器（ＴＶＳ）并联，可靠保护开关管。Ｒ３、Ｇ、ｂ构成高频变压器原边缓冲电路，用以限制开关管漏极因高频变压器的漏感而可能产生的尖峰电压，岛选用超快恢复二极管，恢复时间为７５ｎｓ。变压器原边的直流输入电压、原边绕组的感应电压以及由变压器的漏感而产生的尖峰电压，三者叠加在一起，其值可能超过Ｍ哽；既丌的额定电压，所以必须在开关管的ＤＳ极增加钳位电路和吸收电路，用以保护功率Ｍ瞪；Ｈ『ｒ不被损坏。Ｒ。、Ｒｚ、Ｃ１、聩与Ｒ、Ｒ５、ｃ３、Ｄ４构成了两个开关管的缓冲电路，Ｄ３和Ｄ４选用超快恢复管，其最大反向耐压值为７００Ｖ，恢复时间为３０ｎｓ。 输出部分采用半波加续流二极管整流，二极管选用超快恢复ＭＵＲ８２０，额定值为８Ａ／２００Ｖ，恢复时间为３０ｎｓ。 ３控制电路的设计 ＵＣ３８４４电流ＰＷＭ模式集成控制芯片广泛用于中小功率的１３（３－１３（３开关电源，ＵＣ３８４４内部主要由５．０Ｖ基准电压源、振荡器、降压器、电流检测比较器、ＰＷＭ锁存器、高增益Ｅ／Ａ误差放大器和用于驱动功率ＭＯＳＦＥＴ的大电流推挽输出电路等 图１由ＵＣ３８４４控制的多路输出双管正激开关电源 构成，启动／关闭电压阀值为１６ｖ／１０Ｖ，输出最大占空比为５０％，工作频率０～５００ｋＨｚ，驱动能力达士１Ａ。 Ｒ２ Ｒ４ 图２ＵＣ３８４４的典型外部接线图 ＵＣ３８４４典型外围电路如图２所示。ＵＣ３８４４的内阻大约３０ｋ，它的启动电压可以由主电路输入电压经过Ｒｔ、Ｒｚ、Ｒ。、Ｒ（芯片内阻）分压而得到，由图２可以知道，Ａ点电压的计算公式为： ＵＡ２ｉ孺Ｒｌ‰ ＵＣ３８４４的启动电压为１６Ｖ，式中Ｒ一３０ｋ，Ｒ２—２０ｋ，Ｒ４—４．７ｋ，可计算出，当Ｒ－一３００ｋ时，％一４００Ｖ电路开始工作。ＵＣ３８４４启动时电流不到ｌｍＡ，启动过程中电阻Ｒ－所消耗的功率大约为： Ｐｅａ＝ｒ×Ｒ１一（１０－３）２×３００×１０３—０．３Ｗ在双管正激变换器中，两开关管是同步的，因此采用变压器分两路来同时给开关管驱动信号，接线如图３所示。ＵＣ３８４４正 ?１８９?
应用同步整流技术实现双向DC／DC变换
应用同步整流技术实现双向DC／DC变换 [日期：2006-11-9] 来源：电源技术应用作者：浙江大学姜德来吕征宇[字体：大中小] 摘要：在Buck同步整流技术的基础上，充分利用其电路的特点，提出了双向直流变换器，并分析了其可行性。针对双向恒压和双向恒流两种控制方式，分析了各自的开关管驱动脉冲要求，并给出了相应控制脉冲的实现方法。通过实验加以验证。 关键词：双向；同步整流；恒压；恒流 0 引言 同步整流技术是近几年研究的热点，主要应用于低压大电流领域，其目的是为了解决续流管的导通损耗问题。采用一般的二极管续流，其导通电阻较大，应用在大电流场合时，损耗很大。用导通电阻非常小的MOS管代替二极管，可以解决损耗问题，但同时对驱动电路提出了更高的要求。 此外，对Buck电路应用同步整流技术，用MOS管代替二极管后，电路从拓扑上整合了Buck和Boost两种变换器，为实现双向DC／DC变换提供了可能。在需要单向升降压且能量可以双向流动的场合，很有应用价值，如应用于混合动力电动汽车时，辅以三相可控全桥电路，可以实现蓄电池的充放电。 l 工作原理 1 1 电路拓扑 双向同步整流电路拓扑如图1所示。当电路工作于正向Buck时，Sw作为主开关管，当Sw导通时，SⅡ关断，电感L储能；当Sw关断时，SR导通续流，电感L释能给输出负载供电。当电路工作于反向Boost升压电路时，SR作为主开关管，当SR导通时，Sw关断，电感L储能；当SR关断时，Sw导通续流，电感L释能给输出负载供电。
1．2 参数设计 设置电感L是为了抑制电流脉动，因此其设计依据是电流纹波要求。电容C1主要是为了在Boost电路Sw关断时，维持输出电压恒定，而电容C2主要是为了抑制Buck输出电压脉动，其设计依据是电压纹波要求，因此两个电容的参数设计并不一致。具体算式如下。 式中：Vg为Buck电路输入电压； Vo为Boost电路输入电压； D为Sw管的占空比： △Q为对应输出电压纹波的电荷增量； △Vo为Buck电路输出电压纹波要求； △Vg为Boost电路输出电压纹波要求； △lmin为Buck和Boost电路电流纹波要求的较小值； I为电感电流。 1．3双向恒流型控制 1)当电路工作在Buck模式时，被控制的是电感电流，目的是为了维持电感电流恒定。电路参数方程为
1200W双管正激变换器设计之一——变压器设计
1200W双管正激变换器设计之一——变压器设计 正激变换器通常使用无气隙的磁芯，电感值较高，初次级绕组峰值电流较小，因而铜损较小，开关管峰值电流较低，开关损耗较小，其高可靠高稳定性使得其在很多领域和苛刻环境得到应用.下面举例给大家分享下对正激变换器的设计方法： 规格： 输入电压Vin=400V（一般在输入端会有CCM A PFC将输入电压升压在稳定的DC400V左右） 输出电压Vout=12V 输出功率Pout=1200W 效率η=85% 开关频率Fs=68KHz 最大占空比Dmax=0.35 第一， 第一，选择磁芯的材质 选择高μ低损，高Bs材质，一般常采用TDK PC40或同等材，其相关参数如下： 因为正激电路的磁芯单向磁化，要让磁芯不饱和，磁芯中的磁通密度最大变化量需满足ΔB 得ΔB=390-55=335mT,但实际应用中由于温度效应和瞬变情况会引起Bs和Bs的变化，导致ΔB 的动态范围变小而出现饱和，因此，设计时需保留一定裕量，通常取60%~80%（Bs-Br）, ΔBc 选得过高磁芯损耗会增加，易饱和，选得过小会使匝数增加，铜损增大，产品体积增大，通常选择60%（Bs-Br），则最大磁通变化量ΔB=（390-55）*0.6=201mT,即0.201T 第二，确定磁芯规格 根据公式AP=Aw*Ae=(Ps*104)/(2ΔB*Fs*J*Ku) 其中: Aw为磁芯的铜窗口截面积（cm2），Ae为磁芯的有效截面积（cm2），Ps为变压器的视在功率（W），J为电流密度（A），Ku为铜窗口占用系数 对正激变换器，视在功率Ps=Pout/η+Pout 电流密度J根据不同的散热方式取值不同，一般采用300~600A/cm2,此处考虑到趋肤效应采用多股纱包线，取600A/cm2 铜窗口占用系数Ku取0.2 ΔB=0.20T，J=600A/cm2,Ku=0.2 代入公式得AP=[(1200/0.85+1200)*104]/(2*0.201*68*103*600*0.2)=7.962cm4 查磁芯规格书，选用磁芯ETD49,其相关参数如下： 第三，计算匝比、匝数 1. 根据公式N=Np/Ns=Vin/Vout=(Vin*Dmax)/(Vo+Vf) 其中Vf为输出二极管正向压降，取0.8V 得匝比N=（400*0.35）/(12+0.8)=10.9375, 取匝比N=11验算最大占空比Dmax， 最大占空比Dmax=N(Vout+Vf)/Vin=11*(12+0.8)/400=0.352 2. 根据公式Np=Vin*Ton/(ΔB*Ae)