电磁干扰(EMI)噪声诊断技术(1)讲解

VN-G(ω)
R2
1/2VN-G(ω)
50Ω VCM(ω)
Rin
LISN
2:1
Discrimination network
EMI receiver input
图3-4 See 分离网络
• ③更进一步，法国Mardiguaian给出了一种更简单的分离网络如图3-5 所示，仅使用一个变比为2:1的带中间抽头的变压器就实现了加减的 功能。
• 由公式：
• VCM =(VPhase+VNeutral)
(3-5)
• VDM =(VPhase-VNeutral)
(3-6)
• 可见，无论分离网络以何种硬件形式实现，其原理均为实现火线和相 线上噪声电压的相加和相减功能。
LISN To EUT
L
LISN To EUT
L
A 0
B
CM+DM CM-DM
• 在图3-2中，噪声源即或被测设备EUT为一个典型单相开关电源 （SMPS），LISN中的50表示测试仪器如频谱分析仪的标准阻抗，所 有噪声分量由50电阻上得到。另外“”L”、 “N”、 “E”分别表示相 线、中线和地线，I CM 和 I DM 则表示共模电流和差模电流，可见共 模电流是由“线”对“地”产生的共模电位引起，其幅值相同且方向 相同；而差模电流是由“线”与“线”之间的电位差引起，其幅值相 同但方向相反。
LISN
To Commercial
Power system
C2 1μF
C2 1μF
L1
Live
50μH L1 Neutral
C1 IDM(ω)
50μH C1
0.1μF IcM(ω)
百度文库
IDM(ω) 0.1μF IcM(ω)
+
VN-G(ω)
-
50Ω
+
R1 VL-G(ω)
1kΩ
-
50Ω R1 1kΩ
Live Neutral Earth
图3-7 Lo 分离网络
• 三、传导性电磁干扰噪声诊断特性分析
• 实验装置方案1如图3-8所示
图3-8 实验装置方案1示意图
• 分离网络CM/DM输出端接HP 8753C网络分析仪，输入端通过0度 /180度功率分配器接HP 85047A 扫频信号源(10K～30M),DM/CM输 出端接50 ohm terminator。
图3-5 Mardiguian 分离网络
VDM

1 2

VCM
+VDM



VCM
-VDM

VCM

1 2
VCM
+VDM


VCM
-VDM

（3-3） （3-4）
Mardiguian 的分离网络在理论上，变压器副边耦合得到的电压为差模电压
VDM=(VL-VN)/2，但由于原副边分布电容 C12 的存在，在高频时，变压器不能全 部隔离掉共模噪声，部分共模噪声信号也传递到差模输出端，使得
EUT (SMPS)
Earth
图3-2 用于传导性电磁干扰测量设备LISN原理
在图 3-2 中，测量电阻上的噪声电压分别是
VLG ( ) 50[ICM ( ) I DM ( )] VCM ( ) VDM ( )
（3-1）
VN G ( ) 50[ICM ( ) I DM ( )] VCM ( ) VDM ( )
L
G
LISN
N
CM
DM
Equipment under test
CM
Noise separator
Spectrum
PC
analyser
Equipment under test——待测试设备 Noise separator——噪声分离器 Spectrum analyzer——频谱分析仪 PC——电脑终端
离的技术近来亦有报道。台湾的Lo提出将通过单模态硬件分离网络输 出的CM或DM信号再输入到计算机中，然后根据LISN检测到的实际 线上干扰信号和前置单模分离网络得到的单模信号通过组合计算，最 终得到另一个模态干扰信号，系统结构如图3-7所示。 • 虽然该方法实现了软分离，但事实上由于算法中需要事先知道其中一 个单模信号作为输入量，因此仍需要使用单模硬件分离网络做支撑 (如图3-7)，所以这只能称为半模态软分离技术(semi software-based mode separation network)而并非完整的软分离方法。此外由于存在 检测相位不确定因素，因此还有一定的计算误差。但总体上该方法已 经使干扰信号分离功能得到加强，并使后续的传导性EMI智能化处理 成为可能。
VDM≠(VL-VN)/2 严重影响共模/差模抑制比 CMRR/DMRR。 这些网络由于都采用了变压器作为主要的分离器件，因此在高频条件
下因杂散效应会产生较明显的模态信号抑制性能 (mode rejection ability)衰
退的现象，一般有 10-20dB 的衰减，有的甚至更加严重 。该场合要求其带
• 被测设备产生的干扰电流包括两种干扰模态：差摸电流从火线流出到 零线，共摸电流经过火线和零线到地线。因此，火线和零线中的差模 信号的幅值相同，相位相反，而共模信号是幅值和相位都相同。在总 的传导性电磁干扰信号中，共模和差模是我们设计电力滤波器的基本 依据，他们来自不同的噪音源，必须被分别抑制，然而线性阻抗稳定 网络只能测量电源线上总的传导性电磁干扰，并不能测出传导性电磁 干扰中的共模和差模成分。所以传统的LISN已不能满足要求。
将开关打到上面时，为共模抑制网络，差模输出端输出为： V O D = V C M +V D M V C M V D M = 2 V D M
将开关打到下面时，为差模抑制网络，共模输出端输出为： V O C = V C M +V D M V C M V D M = 2 V C M
这种要求，必须考虑能将（3-1）、（3-2）中模态信号分离的新方法。
• 二、传导性电磁干扰（EMI）噪声的模态分离方法分类
• 1、基于器件的模态硬分离方法
• 传导性EMI噪声模态信号的硬分离方法目前主要采用射频变压器和0 度或180度combiner两种方法。
+ VPHASE VCM+VDM
50Ω
0º Power Combiner
A 0
B
CM+DM CM-DM
180º Power Combiner
N
CM
N
DM
50
SPECTRUM ANALYZER
50
SPECTRUM ANALYZER
图3-6 Guo 分离网络
• 2、基于算法的模态软分离方法 • 另一方面与硬分离技术相比，借助数值计算功能来实现模态信号软分
82Ω
- VNEUTRAL + VCM-VDM
50Ω
82Ω
1：1
+VCM+VDM
1：1 -+ ±(VCM-VDM)
50Ω 2VCM or 2VDM
图3-3 Paul 分离网络
①美国 Paul 首先提出了一种分离网络，即采用一个简单的、带中心抽 头且变比为 1:1 的射频变压器作为分离网络的核心。加/减功能是通过一个机 械开关使其中一个变压器二次边反相。为了和 LISN 的 50Ω 阻抗相匹配，输入 之间接入 82Ω 的电阻。如图 3-3 所示。要注意的是，电路的绝对精确并不重 要，这里感兴趣的是共模和差模的相对电压值。但该网络只能测量单模态 信号如 CM 信号，此外 Paul 网络因引入机械式开关（switch）来选择 CM/DM 的模态输出信号，从而带来网络的不平衡性，并最终影响网络的高频 CM/DM 识别性能。
其中，VOC 为共模分离网络的输出；VOD 为差模分离网络的输出。
• ②此后新加坡的See又设计出另一种识别网络，既可以同时提供具有 CM /DM 抑制能力的信号分离电路，同时在电路中也避免了采用机械 开关所带来的不利影响。See分离网络如图3-4所示，两个宽带射频变 压器相连且副边线圈带中心抽头，两个输出端与EMI干扰接收机输入 端相连，分别满足“相线”和“中线”上的混合模态信号的矢量“相 加”、“相减”功能，于是共模和差模传导发射信号彼此分离并可以 直接在EMI接收机上测量得到。此处用两个变比为2:1，且二次线圈有 中间抽头的变压器来实现这种加减功能，它不需使用机械开关。为了 使该网络的输入阻抗Rin与LISN网络50Ω的阻抗相匹配，Rin应当为 50Ω，所以R1与R2的值应当分别为100Ω。
L
ULE
ULN
ID
负
N
UNE
IC
载
E
图3-1 电源线上的共模与差模干扰信号
• 3．1．1 传导性电磁干扰噪声诊断原理 • 一、传导性电磁干扰（EMI）噪声的模态分离方法
• 目前国际上规定的传导性电磁干扰测量设备是线阻抗稳定网络LISN （line impedance stabilization network，简称LISN），原理如图3-2， 其核心是通过电感、电容和标准50阻抗构成的测试网络，作为获得被 测设备EUT所产生的传导干扰信号的接受器。
宽满足传导 EMI 的频率范围（10K-30MHz）。但由于寄生参数的影响，在高频
段网络特性受到严重影响，与理想结果存在很大差距。因此，如何提高器件性
能以及改进网络结构减少分布参数的影响仍然是一个值得研究的方向。 分 离 网
络性能有待进一步提高。
• ④与变压器方案不同的是，其后美国Guo又提出了采用0度/180度 combiner取代变压器作分离网络如图3-6所示，分别用0度和180度的 combiner实现CM和DM的模态分离和输出。功率混合器(power combiner)在物理结构上同功率分相器(power splitter)一样但逆向使用， 功率分相器通常作为射频器件，可以将输入信号分解成两个幅度相等、 相位确定的信号输出，当反向使用时就变成了一个功率混合器。虽然 功率混合器在制造过程中类似一个宽带变压器，但其可以在10K-30 MHz范围内维持更高的精度。此外，功率混合器还可以在测量中提供 恰当的输入阻抗以实现阻抗匹配，减小反射损耗。尽管采用功率混合 器可以使干扰模态信号的分离性能得到很大改善，尤其在高频条件下 更是如此，但其制造成本却增加不少，功率混合器通常价格昂贵，所 以影响其推广使用。
• 如图所示，VCM=(VL+VN)/4 ，VDM=(VL-VN)/4 ；与上面所讲的 VCM=(VL+VN)/2，VDM=(VL-VN)/2 差了0.5倍。但是考虑到20lg0.5 很小，这个影响可以忽略。
Rin
VL-G(ω)
R1
2:1 1/2VL-G(ω) 1/2VL-G(ω)
50Ω VDM(ω)
• 线性阻抗稳定网络LISN（line impedance stabilization network）是用 来测量电子器件产生的传导性电磁干扰的标准网络，该网络可以有效 屏蔽来自外部电网的高频干扰或阻止负载产生的高频干扰通过电源插 座传入外部电网，同时又不影响负载正常工作下所提供的工频电流 （power line frequency, 如国内50Hz电流），所以理论上可以有效获 得噪声源产生的传导干扰信号。
第三章 电磁干扰（EMI）噪声 诊断技术
3．1 传导性电磁干扰噪声诊断技术 3．2传导性EMI噪声智能处理系统 3．3电磁干扰EMI滤波技术
3．1 传导性电磁干扰噪声诊断技术
• CM与DM噪声定义： • 电源线电磁干扰分为两类，共模干扰信号与差模干扰信号(如图3-1所
示)。其中把相线(L)与地(E)、中线（N)与地(E)间存在的干扰信号称之 为共模(Common Mode)干扰信号，即图3-1中的电压UNE和ULE 。对 L,N线而言，共模干扰信号可视为在L线和N线上传输的电位相等，相 位相同的噪音信号。把L与N之间存在的干扰信号称作差模 (Differential Mode)干扰信号，即图3-1中的电压ULN，也可把它视为 在L和N线上有180o相位差的共模干扰信号。对任何电源系统内的传 导干扰信号，都可用共模和差模干扰信号来表示。并且可把L-E和N-E 上的共模干扰信号，L-N上的差模干扰信号看作独立的干扰源，把LE,N-E和L-N看作独立网络端口，以便分析和处理干扰信号和有关的滤 波网络。
（3-2）
由（3-1）（3-2）式发现，LISN 所测量到的实际上是共模（CM）和差模（DM）
信号的混合信号，而无法直接检测 CM 和 DM 信号的具体分量。由于 CM 和 DM
模态信号影响不同滤波器的设计方法，而 DM /CM 分量又是设计功率线功率滤
波器(power-line filter)抑制电磁干扰的必要参数，显然采用常规 LISN 无法满足