绕线式异步电动机串级调速仿真

基于Matlab 的绕线式异步电动机串级调速仿真

张毅

（重庆交通大学 机电与汽车工程学院，重庆 400074）1.研究背景

随着人们对能源转换效率要求的不断提高和交流电机的飞速发展，交流电机用途已经十分广泛。对交流电机进行必要的调速就显得比较重要了，作为比较常见的绕线式异步电动机，改变其转子绕组控制变量以实现调速，并且转子侧的控制变量有电流、电动势、电阻等。通常转子电流随负载的大小决定，因此，不能对电动机转速进行平滑调节，而转子回路阻抗的调节属于耗能型调速，从节能的角度希望产生附加直流电动势的装置能够吸收异步电动机转子侧传递来的转差动率并加以利用，所以转子侧的控制变量只能是电动势，这就是本文主要的研究方向。

2.串级调速系统的工作原理

对绕线式异步电动机，其转子侧影响电机转速的参数有转子回路的阻抗和转子电动势。改变其转子回路电阻进行转速调节属于能耗型的调速方法。本论文研究改变转子电动势这个物理量将会产生什么效果。

异步电动机运行时其转子相电动势为

r r0E sE = (2.1) 其中，s 为异步电机的转差率；r0E 为绕线式异步电动机在转子开路时的相电动势，也是转子额定相电压值。

式2.1表明，绕线式异步电动机工作时，其转子电动势r E 值与转差率成正比。此外，转子频率2f 也与s 成正比，21f sf =。在转子短路情况下，转子相电流r I 的表达式为

r I =

(2.2)

其中，

r R 为转子绕组每相电阻；r0X 为1s =时的转子绕组每相漏抗。

如在转子绕组回路加上一个可控的交流电动势add E ，此附加电动势与转子电动势r E 频率相同，并与r E 同相（反相）串接，如图2.1所示。

图2.1 绕线式异步电机转子附加电动势

的原理图

此时转子回路的相电流表达式为 r I =

(2.3)

当电机处于电动状态时，其转子电流r I 与负载大小有关[1]。当电动机带有恒定负载转矩L T 时，可近似的认为不论转速高低转子电流都不变，此时在不同s 值下式2.2与式2.3应相等。设在未串入附加电动势前，电动机原在某一转差率1s 下稳定运行。当引入同相的附加电动势后，电动机转子回路的合成电动势增大了，转子电流和电磁转矩也相应增大，由于负载转矩未变，电动机就加速，因此s 降低，转子电动势r r0E sE =随之减少，转子电流也逐渐减少，直至转差率降低到21()s s <时，转子电流r I 有恢复

到负载所需的原值，电动势便进入新的更高转速的稳定状态。此时式 2.2与式2.3的平衡关系为

r I ==

同理可知，若减少add E +或串入反相的附加电动势add E -，则可使电动势的转速降低。所以，在异步电动机的转子侧引入一个可控的附加电动势，就可调节电机的转速。

在异步电动机转子回路中附加交流电动势调速的关键就是在转子侧串入一个可变频，可变幅的电压。对于只用于次同步电动状态的情况来说，比较方便的方法是将转子电压先整流成直流电压，然后再引入一个附加的直流电动势，控制此直流附加电动势的幅值，就可以调节异步电动机的转速。当然对这一直流附加电动势要有一定的技术要求。首先，它应该是可平滑调节的，以满足对电动机转速平滑调节的要求；其次从节能的角度看，希望产生附加值流电动势的装置能够吸收从异步电动机转子侧传递来的转差功率并加以利用。根据以上两点要求，较好的方案是采用工作在有源逆变状态的晶闸管可控整流装置作为产生附加直流电动势的电源。

～

图2.2 串级调速原理图

图2.2中，M 为三相绕线式异步电动机，其转子相电动势r0sE 经三相不可控整流装置UR 整流，输出直流电压d U 。工作在有源逆变状态的三相可控整流装置UI 除提供可调的直流电压i U 作为电机调速所需的附加直流电动势外，还可将经UR 整流输出的转差率逆变，并回馈到交流电网。TI 为逆变变压器，L 为平波电抗器。两个整流装置电压d U 和i U 的极性以及直流电路的电流d I 的方向如图中所示。显然，系统在稳定工作时，必须d i U U >。

3.双闭环控制的串级调速

3.1双闭环控制串级调速系统的组成

图3.1所示为双闭环控制的串级调速系统原理图。图中转速反馈信号取自异步电动机轴上连接的测速发电机，电流反馈信号取自逆变器交流侧的电流互感器，。为了防止逆变器逆变颠覆，在电流调节器ACR 输出电压为零时，应整定触发脉冲输出相位角为min ββ=。图3.1所示的系统与直流不可逆双闭环调调速系统一样，具有静态稳速与动态恒流的作用。所不同的是它的控制作用都是通过异步电动机转机回路实现的。

图3.1 双闭环控制的串级调速系统

3.2串级调速系统的动态数学模型

根据图3.1中的异步电动机和转子直流回路画成传递函数框图，在考虑给定滤波环,节和反馈滤波环节就可以画出双闭环控制串级调速系统的动态框图，如图3.2所示。

图3.2 双闭环控制的串级调速系统动态

结构框图

4 双闭环系统调节器工程设计

在采用工程设计方法进行动态设计时，电流环按典型Ⅰ型系统设

计，转速环按典型Ⅱ型设计。 4.1电流调节器设计

如果把给定滤波和反馈滤波两个环节都等效的移到环内，同时把给定信号改成*i ()/U s β，则电流环便等效成单位负反馈系统，从这里可以看出两个滤波时间常数取值相同的方便之处。

最后，由于s T 和ci T 一般都比l T 小得多，可以当作小惯性群而近似地看作是一个惯性环节，其时间常数为

i s oi T T T ∑=+ 则电流环结构框图最终简化成如图5.4所示。

图4.1 电流环的动态结构框图

图4.1表明，电流环的控制对象是双惯性型的，要校正成典型Ⅰ型系统，显然应采用PI 型的电流调节器，其传递函数为

i i ACR i (1)

()K s W s s

ττ+=

其中，i K 为电流调节器的比例系数；i τ为电流调节器的超前时间常数。 4.2转速调节器设计

接入转速环内电流环等效环节的输入量应为*i ()U s ，故电流环在转速环中应等效为

d cli *

i I

1

()()1()1I s W s U s s K β

β=≈+ 这样，原来是双惯性环节的电流控制对象，经闭环控制后，可以近似地等效成只有较小时间常数I 1/K 的一阶惯性环节。

(2) 转速调节器的选择

和电流环中一样，把转速给定滤波和反馈滤波环节移到环内，同时将

给定信号改成*

n

()/U s α，再把时间常数I 1/K 和on T 的两个小惯性环节合并起来，近似成一个时间常数为n T ∑的惯性环节，其中

n on I

1

T T K ∑=

+ 为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前面必须有一个积分环节，