A、B、AB、D类音频功率放大器

D类音频功率放大器（Class D Audio Power Amplifier）
近二十年来电子学课本上所讨论的放大器偏压(Bias)分类不外乎A类、B类、C类等放大电路，而讨论音频功率放大器仅强调A类、B类、AB类而却把D类放大器给忘掉了，事实上D类放大器早在1958年已被提出(注一)，甚至还有E 类、F类、G类、H类及S类等(注二)，只是这些类型的电路与D类很接近，运用机会低，所以也就很少被提及。

音频功率放大器最大目的在提供喇叭得到最大功率输出，而卫衍生与电源所供给功率不对等的关系，即所谓功率放大器的效率(输出功率与输入功率之比)如表一所示:
偏压分类A类AB类B类D类
理想效率25% 介于A与B类之间78.5% 100%
表一各類功率放大器的效率比
随着轻、薄、短、小手持电子装置的发展，诸如手机、MP3、PDA、IPOD 及LCD TV…数位家庭等，寻求一个省电的高效率音频功率放大器是必然的。

因此最近几年音频功率放大器由AB类功率放大器转以D类功率放大器为主流。

如图1所示(注三)，在实际应用上D类放大效率可达90%以上远超过效率50%的AB类放大。

所以D类放大的晶体管散热可大大的缩小，很适合应用于小型化的电子产品。

圖 1 D類及AB 類效率比較
A类放大器(又称甲类放大器)的特点是不论是否输入信号，其输出电路恒有电流流通，而且这种放大器通常是在特性曲线的线性范围内操作，如图2所示，以求放大后的信号不失真。

所以它的优点，是失真度小，信号越小传真度越高，最大的缺点是“功率效益”（Power Efficiency）低，最大只有25%，不输入信号时丝毫不降低消耗功率，极不适合做功率放大。

但因其高传真度，部分高级音响器材仍采用A类放大器。

图1
图2(a)、(b)皆属A类放大器，设计时让V CE=1/2V CC，以求最大不失真范围。

注意到V i 不输入时仍有0.5V CC/R L的电流流过晶体管，所以晶体管需要良好的散热环境。

由于“共集极”组态（图2(a) Common Collector组态又称“射极跟随器”）转移特性曲线较“共射极”组态（图2(b) Common Emitter组态）有较佳的线性度（亦即失真较低）及较低的输出组抗，因此，同属于A类放大器，射级随耦器却较常被当成输出级使用（“共射级”组态较常被当成“驱动级”使用）。

a
b
图2 A类放大器图3 变压器耦合A类放大器
图4 变压器耦合A类放大器的直流负载特性
B类功率放大器（乙类功率放大器）是工作点在特性线极端处的一种放大器，如图1所示。

当没有信号输入时，输出端几乎不消耗功率。

所以，若将上图的左图V BB拿掉，则根据定义，这种零偏压的电路就是一种B类放大器。

然而，由于它的静态点在（V CC，0）处，因此，对于一个正弦波输入信号，它的输出端波形只剩半个周期是可以预期的。

图1 B类功率放大器电路图
解决上述问题的方法，是将另一半周期的信号以一PNP型BJT与原射级跟随器相接，形成所谓的“互补式射级跟随器”(Complementary Emitter Follower)，又称为“B 类推挽式放大器”（Class B Push-Pull Amplifier），如图1所示。

其动作原理，在V i的正半周其间，Q1导通且Q2截止，所以，形成图2的输出端正半周正弦波；同理，当V i为负半周时，Q1截止而Q2导通，结果形成输出端负半周正弦波，如图2虚线部分所示。

图2 B类功率放大器特性图
由于B类推挽式放大器在无输入信号时不消耗功率，因此它较A类放大器有更高的最大功率效益（可达78%）。

然而，由于推挽式放大器的信号振幅范围有一段是在特性线的非线性区域上，因此导致严重的失真，如2所示，这种失真我们称它做“交越失真”（Cross-Over Distortion）。

为了改善这种情形，所以有了AB类放大器，见下篇。

图3 B类双端推挽放大器
图4 交流信号输入示意图
图5 集极电流的变化情形
AB类功率放大器（又称-甲乙类功率放大器）（Class AB Amplifier）
前面提到的B类推挽式放大器的交越失真，是由于信号大小在-0.6V<V i<0.6V之间时，Q1、Q2皆无法导通所引起的，因此，如果我们在Q1及Q2的V BE之间加上两个0.6V 的电池，使输入信号在±0.6V之间大小时，Q1、Q2也可以导通（彷佛一个A类放大器有加上V BB偏压一般），以降低失真，这种情形，就是AB类放大器，如图1所示。

图1 AB类放大器
AB类放大器所产生的失真虽然比B类放大器小，但这项改进所付出的代价是待命功率的浪费及功率效率的损失。

G类放大器一般用于高频电路，这里不再敷述。

图2(a) B类放大器的交越失真图2(b) AB类放大器消除交越失真的情形
图3 变压器耦合AB类推挽放大器
图4 AB类放大器对于交叉失真的改善情形
各种类型放大器优缺点比较：
A类放大器B类放大器AB类放大器C类放大器
工作点位置负载线中点负载线截止点负载线中点与截止
点之间
负载线截止点以下
的区域
导通角度θ=360°θ=180°180°＜θ＜360°0°＜θ＜180°
失真度失真最小失真度略高于AB
类，有交叉失真
可消除交叉失真
失真度最大，有截波
失真
功率转移效率效率最低，在50%
以下
效率约为50%至
78.5%
效率略低于B类
效率最高，在85%
以上
主要用途失真度低的小功率
放大器
大功率放大器一般的音响扩大机射频电路与倍频器
三极管Hi-Fi放大器的功率级大部分使用B类SEPP.OTL功率放大电路。

因为B 类放大电路功率较高，最高达78.5%，除非是发烧级的音响，为求完美的不失真才会用A类。

就三极管的散热以及电源电路的容量，B类都比A类好很多。

PP 电路中虽然有输出电路产生的偶次高谐波可互相抵销的优点，但实际上，主放大器推动PP电路中的A类驱动级就会产生二次高谐波，因此高谐波还是很多。

不过，B类PP电路为减少交叉失真，须特别注意偏压的稳定。

以下介绍几个代表性的B类SEPP.OTL电路
图a 半对称互补OTL放大电路
图b 全对称互补OTL放大电路
图一输入变压器式功放电路
输入变压器式SEPP电路如图一，利用输入变压器进行相位反转作用。

线路简单而中心电压又稳定，如果使用两电源方式，可简单剪掉输出电容器。

又，输出短路时，不容易流出大电流，对过载引起的破坏，有很大的防止作用。

不过因为输入变压器的影响，不能有较深的负反馈，所以不能获得较低的失真，在高频特性及失真会显著恶化是主要缺点。

CE分割方式
图二CE分割方式
如图二所示，利用三极管Q1 集电极与发射极之相位相反进行反向的方式，与真空管的PK分割相同。

因为可以由NPN型三极管构成，所以很容易找到特性整齐的三极管。

但是，因为有电路比较复杂，需用的交连电容多，低频特性不好，所以一直不能成为主流的电路。

互补方式
图三互补方式
如图三所示，利用NPN与PNP型三极管之组合作为相位相反兼驱动的电路，三极管放大器几乎都使用这种方式。

因为电路直接交连，相位偏差少，且可以有较大的负反馈，所以容易作成超低失真度的放大器。

可以获得Intermodulation少，输出组抗低等优点。

然而，过载时有非常大的电流经过输出三极管，因此必须有适当的保护电路。

从防止被破坏来讲，这点很不利。

此外，输出三极管之偏压须经过稳定化，对于电源电压之变动及温度变化须做适当补偿。

输出三极管虽然亦有采用NPN和PNP型组合的纯互补电路，但是大输出的PNP硅晶体现在很贵，不容易买到，所以较少采用。

利用硅NPN及锗PNP三极管组合的纯互补电路，上下对称特性虽然较差，但因为线路单纯，所以最常被使用。

现在就图三的电路图作说明。

图三是互补式放大器第二级后的电路。

Q1为A类驱动级，利用VR1偏压调整，改变Q1的集电极电流，将中心电压调整到Vcc的1/2。

因为利用R2从Q1的集电极(约与中间电压同电位)进行DC 负反馈加以稳定化，因此只要电路常数选择的当，中间电压几乎没有调整的必要。

二极管与VR2用来改变Q2与Q3的基极偏压，进而调整Q4及Q5的无信号电流。

无信号电流在Pc 100W级的三极管以30~50mA，Pc 25W级的三极管以20~30Am最恰当。

Q3，Q4负责信号的上半部，Q2，Q5负责信号的下半部，分别交替进行动作。

因此，无信号电流如果太少，即出现跨越失真，上下信号之接和部分变形。

无信号电流如过多，则损失增多，产生热的问题，因此须利用温度补偿使其保持一定大小。

温度补偿的方法等一下会提到。

直接交连双电源无电容式方式
图四交连双电源无电容式方式
从图四可知，将互补式电路的初级改成差动放大，使电源电压即使有变动，中间电压亦能保持零电位的电路，就是直接交连二晶体无电容方式。

因为没有输出电容，所以低频部分阻尼特性非常好，即使1 KHz附近的波形，亦可完整而极少失真的再现。

但是，加上电源时，中间电压的稳定度会有问题，Q1，Q2的差动放大级与Q3的A类驱动级，电路常数应适当选择，使加上电源时，尽可能由低电压开始动作。

负反馈与阻尼因数
放大器的阻尼因数以DF=RL/Zout表示，因此，输出阻抗越低的放大器DF越好，不加负反馈的互补电路，输出阻抗为1~5Ω。

使用complementary电路放大器，输出阻抗很容易做到0.1Ω以下。

冲击噪声防止电路
OTL电路当电源加入时，输出电容瞬间被充电，因此一下子会有很大的冲击。

防止这个冲击的方法，就是使中间电压慢慢上升，图四即为此种电路的例子。

温度补偿方式
使用三极管的功率放大器为防止热失控，须进行温度补偿。

顺便补充一下前面说过的互补式
电路的温度补偿。

三极管温度一上升，电流亦增加，此增加部分可用二极管，热电阻或三极管等进行补偿。

因为补偿可以减少跨越失真，因此，可以达到稳定无信号电流的作用。

对于电源电压的变动亦有稳定化的必要。

图六为利用热敏电阻及三极管作补偿之例，具有非常优秀的特性。

图六温度补偿方式
频率特性以及功率频带宽度
频率特性为判断放大器好坏一个很重要的因素，通常以输入方波的方式看输出的波型来看频率特性。

图九是一特性平坦的放大器，波型右侧微微成直线下斜是因为10 Hz附近频率特性下降的缘故。

图十之波形上升部分略成圆钝，表示中频的100~500Hz部分特性略有起伏变化。

图11之方波频率为10 KHz，输出波形非常漂亮，此放大器之特性至少从1KHz到50 KHz附近均完全平坦。

图12因为30Khz附近之频率特性下降，所以上升部份成圆钝状。

因为这些方波特性可以直接表现出频率特性的好坏，所以非常重要。

如果输出波形有Ringing现象，表示高频特性有peak存在。

假设输出50W的放大器从10Hz~30KHz间频率特性衰减在3dB内，则输出功率在25W以上范围可从10Hz~30KHz，此即放大器的功率频带宽度。

功率频带宽度对放大器的超低音及超高音部分很重要。

低频部分特性由电源电容及输出电容决定，高级放大器使用大容量的电容就是这个原因。

图八 图九 图十
一、D 类放大器的架构
D 类放大器又可称数字式功率放大，基本架构如图2所示，输入讯号经由脉波宽度调变器(Pulse Width Modulation)将音频信号调制成数字信号后，由功率晶体管(Q1,Q2)放大输出，再经由低通滤波器(Lf,Cf)取出原输入端的音频讯号送至喇叭输出。

由于功率晶体管输入为一数字信号，Q1,Q2工作处于饱和与截止两个状态，因此Q1,Q2本身所消耗功率将非常小，提高整个放大器的效率，而使散热装置大幅减小进而在组件的设计上可以大大缩小其体积。

如图3所示MP7720具有20W 输出的D 类放大器的尺寸为4.8mm x 5.8mm x 0.135mm (注四)
二、D 类放大器的功率分析
功率放大器的输出属开关状态，即输出为一方波波形，由傅利叶级数分析
知:
V o (t)=πVcc
4( t ωsin +31t ω3sin +51t ω5sin +7
1t ω7sin +…) 高次谐波经由低通滤波器滤除后，输出信号的最大值为
πVcc 4，因此负载所能得到的最大功率P Lm 为
圖3 MP7720 元件圖
圖2 D 類放大器基本架構
P Lm =L m R V 2=L
R c 22c 8V π 而电路的平均电流I av=
πm V 2=L R c 2c 8V π，则电源输入功率P s=V cc *I av=L R c 22
c 8V π 由P Lm 与P s 比值知， D 类放大效率达到100%。

三、脉波宽度调变器(Pulse Width Modulation;PWM )
PWM 属于数字元通讯中调变模式的一种方式，也经常被应用在直流马达的伺服控制、交换式电源供给器(switching power supply )…等，其间的差异在于所使用振荡器频率的不同，基本架构如图4所示，就是利用一三角波经由比较
器与输入信号作比较
而产生一方波输出，而
方波的输出频率与输
入三角波频率相同，仅
方波的工作周期随着
输入信号(正弦波)振
幅大小而改变如图5所示。

图6所示为一简易
型PWM 产生电路(注五)，由枢密特电路及积分电路所组成，振荡器频率由R 、
C 、及R 1’R 2所决定:
f o =1
24RCR R
圖4 PWM 基本架構 圖5 PWM 輸出波形
D 类放大器主要提供20~20Khz 音频放大，因此PWM 调制频率必须使用大于10倍以上的频率，频率愈高还原后的信号将愈细腻、清晰，例如MP7720如表二所示均使用在600Khz 以上。

四、MP7720电路分析
D 类放大器的常见业者有ADI 、Cirrus Logic 、MAXIM 、Motorola 、NS 、Philips 、Sanyo 、ST 、TI …等，图7电路所示为MonolithicPower 公司所生产的MP7720应用电路，提供20W 的输出功率(Vdd =24v )，放大倍数由R 4,R 1
决定，Av=-1
4R R , C 3负责调制频率的大小如表二所示，电路频率为720KHz, 而R3,R2决定放大器工作点的偏压。

圖6 PWM 產生器 表二 MP7720增益、調制頻率及電容的關係表 表二 MP7720典型應用電路。