电流型DC_DC变换器补偿网络设计_袁亚飞

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非理想Buck变换器小信号建模及补偿网络设计

非理想 Buck变换器小信号建模及补偿网络设计摘要：Buck变换器是一种典型的DC/DC变换器，其小信号建模是分析其稳定性和暂态响应的重要手段。

考虑到开关器件及功率元器件的寄生参数对变换器造成的影响，因此针对非理想Buck变换器，在一个周期内开关管导通和关断两种工作状态，建立了连续工作模式的交流等效电路模型；在小信号数学模型基础上，设计反馈控制回路，在仿真控制环路幅频和相频特性基础上，设计补偿网络以提高系统的稳定性和瞬态响应，并通过Saber仿真及实验平台进行验证。

关键词：非理想Buck变换器；小信号建模；反馈控制；补偿网络Small signal modeling and Compensation network design for Non-ideal Buck ConverterWu Jiawang(Shanghai Institute of Space Power-Source, Shanghai)Abstract: Buck converter is a typical DC/DC converter, and itssmall signal modeling is an important means to analyze its stability and transient response. Taking into account the influence of the parasitic parameters of the switching devices and power components on the converter, for non-ideal Buck converters, the switching tube is turned on and off in one cycle, and a continuous working mode of AC is established. Effective circuit model; based on the small-signal mathematical model, design the feedback control loop, and based on the simulation control loop amplitude-frequency and phase-frequency characteristics, design the compensation network to improve thestability and transient response of the system, and verified by Saber simulation and experiment platform.Key words: non-ideal Buck converter; small signal modeling; feedback control; compensation network0引言在卫星电源控制器（PCU）中，充电调节器（BCR）需要具备抗扰动能力，BCR包含Buck、Cuk、Sepic等拓扑[1]。

升压型DC—DC变换器电流环路补偿设计

升压型DC-DC变换器电流环路补偿设计摘要：针对固定频率峰值电流模式PWM升压型DC-DC变换器。

给出了一种结构简单、易于集成的电流环路补偿电路的设计方法。

该电路的斜坡产生电路可对片内振荡器充放电电容上的电压作V／I转换，其所得到的斜坡电流具有稳定、斜率易于调节等特点；而电流采样电路主体采用SENSEFET结合优化的缓冲级和V／I转换电路，从而在提高采样精度的同时，还减小了损耗。

整个电路可采用0．6 μm 15 V BCD工艺实现。

通过Cadence Spectre进行的仿真结果表明，该电路可有效地抑制亚谐波振荡，采样精度达到77．9％，补偿斜率精度达到81．5％。

关键词：斜坡补偿；电流采样；电流模式；V／I转换O 引言固定频率峰值电流模式PWM(Pulse WidthModulation) DC-DC变换器同传统的电压模式控制相比，具有瞬态响应好，输出精度高，带载能力强等优点，因而被广泛应用。

作为重要的模拟单元，斜坡补偿电路和电流采样电路是电流模式PWM控制的根基，对电流模式控制中电流环路的稳定性起着重要作用。

1 电路结构图1所示是典型峰值电流模式PWM Boost DC-DC控制系统的结构框图。

当电压外环的电压反馈信号经过误差放大器放大得到的误差信号VE送至PWM比较器后，将与电流内环的一个变化的、其峰值代表输出电感电流峰值的三角波或梯形尖角状合成波信号VE比较，从而得到PWM脉冲关断阈值。

即：在(1)式中：第一项为斜坡补偿部分，用于保证电流环路的稳定；第二项反映了电感电流的大小，通常由电流采样电路产生；第三项用于产生一个固定的基础电平，以为PWM比较器输入端图1 典型峰值电流模式PWMBoostDC—DC控制系统框图提供一个合适的直流工作点。

因此，峰值电流模式控制不是用电压误差信号直接控制PWM脉冲宽度，而是通过控制峰值输出端的电感电流大小，然后来间接地控制PWM脉冲宽度。

但是，电流模式的结构决定了其应用时存在电流内环在占空比大于50％时的开环不稳定现象、亚谐波振荡、非理想的环路响应，以及容易受噪声影响等几个固有缺点。

集成于电流模降压型DCDC变换器的电流采样电路

均增加了，ＲＥＦ．当然与之相对应，叠加电平的直流电流ＪＤｃ需要减少，ＲＥ，以维持ｙＡＤ。的恒定．另外，为了降低
大电流应用中的最低工作电压，图３中ＭＳｌ的栅极改
为ＧＮＤ，则Ｑ为低电平时会有电流从Ａ点流向ＳＷ，但由于Ｒ唧《ＲＭｓ。＝Ｒ艘，所以流过ＭＰｌ的电流仍近似
等于电感电流，。．考虑到（ＲＭ鸵／Ｒ姗）《（ＩＬ／８，ＲＥｒ），Ａ
于互联线上寄生电容以及失调的影响，采样电路响应较慢，因此当电感电流由零开始线性增大时，经过一定的
响应时间后，采样比例才能维持较好的线性关系，这就
需要在布线中特别注意或者采取措施来避免．另外一个
缺点就是当该电路应用于某些低压环境时，由于采样电
压为开关管漏源电压，因此在大负载电流情况下，ＭＰｌ导通电阻产生压降较大，由于ｙＡＤＤ电压的限制Ｍ３～
＠２００８中国电子学会
半导体学报
第２９卷
Ｆｉｇ。２
图２提出的电流采样电路Ｓｃｈｅｍａｔｉｃｏｆｔｈｅｐｒｏｐｏｓｅｄｃｕｒｒｅｎｔ—ｓｅｎｓｉｎｇｃｉｒｃｕｉｔ
流模式控制不是用电压误差信号直接控制ＰＷＭ脉冲宽度，而是通过控制输出端的峰值电感电流大小，然后间接地控制ＰＷＭ脉冲宽度．因此电流模控制具有更好的动态响应能力．无论系统工作在ＣＣＭ（ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ— ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎｍｏｄｅ）还是ＤＣＭ（ｄｉｓｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ—ｃｏｎｄｕｃ－ｔｉｏｎｍｏｄｅ）模式，在电感电流的上升阶段，即开关管导通阶段。必须进行准确的电流采样．因此，电流采样电路的设计不仅决定了芯片峰值电流的大小以及系统的瞬态响应能力，而且与电流环路的稳定性密切相关．
Ｆｉｇ．１
图１典型降压型ＤＣ－ＤＣ变换器控制框图ＴｙｐｉｃａｌｃｏｎｔｒｏｌｄｉａｇｒａｍｏｆＤＣ—ＤＣｂｕｃｋｃｏｎｖｅｒｔｅｒ

电流型DC_DC变换器补偿网络设计

第12卷第36期2012年12月1671—1815（2012）36-9833-07科学技术与工程Science Technology and EngineeringVol.12No.36Dec．2012 2012Sci.Tech.Engrg.机电技术电流型DC-DC 变换器补偿网络设计袁亚飞王卫国艾华斌（兰州空间技术物理研究室，兰州730000）摘要针对电流型DC-DC 变换器分析了三种经典的补偿网络设计，并给出了三种补偿网络的传递函数。

结合单路输出电流型单端正激DC-DC 变换器设计满足一定要求的三种具体补偿网络。

应用网络分析仪Agilent4395A 实测引入三种补偿网络后的频域性能。

在负载50%—100%跃变时实测引入三种补偿网络后的时域性能。

通过分析对比引入三种补偿网络后的频域和时域特性，总结分析结果给出了三种补偿网络的特性表。

关键词电流型DC-DC 变换器补偿网络传递函数中图法分类号TM463；文献标志码A2012年7月20日收到，8月22日修改第一作者简介：袁亚飞，男。

兰州空间技术物理研究所研究员。

硕士。

E-mail ：wwwxo121@yahoo．com．cn 。

电流型DC-DC 变换器是在电压反馈的基础上把主电路的电流也引入控制系统中，实现双环控制［1，2］。

电流控制是内环，实现电流前馈自动调节；电压控制环是外环，实现电压反馈自动调节。

电流型DC-DC 变换器具有动态响应速度快、调节性能好、过冲电压幅值小等优点［3—7］。

因此电流型DC-DC 变换器被广泛的应用。

对于设计出高品质电流型DC-DC 变换器系统，外环电压控制补偿网络的设计是一个很重要的环节。

通过补偿网络的设计可以优化系统的性能。

本文通过对单路输出电流型单端正激DC-DC 变换器的补偿网络设计与分析，从而得到几种补偿网络的特点。

1电流型DC-DC 变换器的补偿网络设计从频域角度分析，补偿网络的作用就是调节系统传递函数的幅频响应和相频响应，从而达到优化系统的目的。

一种基于峰值电流模DC-DC转换器的斜坡补偿电路

第30卷　第2期2007年4月电子器件Ch inese Jou r nal Of Elect ro n DevicesVol.30　No.2Ap r.2007Slope Compensat ion Cir cuit B a sed on Pea k Cur r ent Mode DC 2DC Conver terZ H A N G H on g 2yu ,X I A Xi ao 2j uan(S chool of I nt egr at ed Ci rcuit ,S out heast Univers it y ,N anj i ng 210096,Chi na)Abstract :In t he design of current 2mode PWM DC 2DC converter s ,t he slope co mpensation met hod i s widely used to prevent sub 2harmonic oscil lation.A slope compensation ci rcuit is presented and t hi s ci rcuit is based on pea k cur re nt mode DC 2DC convert er.This ci rcui t i s st able and can easily be a dded wit hout loadi ng down t he PWM clock ramp.Thi s slope compensat ion ci rcui t i s sim ulated by st andard 0.6μm ,CMOS proce ss.K ey w or ds :Peak current mode ;Slope co mpensation ;DC 2DC co nverte r ;Sub 2harmonic o scillation EEACC :8110D;2570一种基于峰值电流模DC 2DC 转换器的斜坡补偿电路张洪俞,夏晓娟(东南大学集成电路学院,南京210096)收稿日期6225作者简介张洪俞(82),男,攻读硕士学位,研究方向为模拟集成电路的设计与研究,x xj @摘　要:设计电流模脉冲宽度调制直流转换器时,人们广泛采用斜坡补偿电路来消除谐波振荡.提出了一种基于峰值电流模直流电压转换器的斜坡补偿电路,在不影响PWM 时钟斜率的情况下,该斜坡补偿具有稳定、易于叠加的特点.该电路采用0.6μm 线宽的标准CMOS 工艺仿真.关键词:峰值电流模;斜坡补偿;直流转换器;谐波振荡中图分类号:TN 43;TP331.1 文献标识码:A 文章编号:100529490(2007)022******* 随着电子技术的飞速发展,电源技术也得到了很大的发展,它从过去不太复杂的电子电路变为今日具有较强功能的功能模块.目前,电源管理集成电路市场大部分被国外产品占据,研究开发国内的电源管理电路产品,能夺回巨大的市场[123].DC 2DC CONV ER TER 是电源管理器中一个非常大的组成部分,而采用峰值电流模控制方法的直流电压转换器是这类产品的主流,它具有瞬态响应快、稳定范围广、易于补偿等优点[426].峰值电流模控制模式的一项关键技术就是斜坡补偿.它能有效去除直流转换器在使用过程中占空比大于50%时产生的谐波振荡,对整个系统的稳定性有着至关重要的作用.设计电流模脉冲宽度调制直流转换器时,通常需要采用斜坡补偿电路来消除谐波振荡.本文设计的斜坡信号产生电路是直接在系统振荡器的基础上通过增加少量电路而得到的,充分利用了系统的资源,实现了一个高稳定性、容易叠加的斜坡信号产生电路[728].1　斜坡信号产生电路设计该斜坡产生电路和振荡器融合在一起,所以在本文中,把振荡器和斜坡产生电路放在一起描述.电路中用到两个参考电压和一个能够产生零温度系数电流的偏置电压,由于峰值电流模DC 2DC CON 2V ER TER 系统中都会存在这样的电路,为了重点介绍斜坡补偿信号产生电路,本文对这两个电路不再进行叙述,而只是作为系统资源直接利用.图1中,振荡器由P 1、P 2、P 3、P 4、P 5、P 6、P 7、N 1、N 2、N 3、N 4、N 5、C 1、C 2、i nv 1、inv 2还有一个R S 触发器组成,核心电路斜坡信号产生部分由P 8、P 9、P 10、P 11、P 12、N 6、R 1、R 2组成.刚上电瞬间,由于电容上的电压不能突变,电容C 1两端的电压为零,比较器P 6的gate 端为高电压,从而使得RS 触发器的R 端为,另一方面,上电瞬8:200092:190ia seu.ed u.c n1图1　OSC &SL OP SI G NAL 模块电路间电容C 2两端电压也为零,经过两级倒相,使得R S 触发器的S 端为0,这样RS 触发器输出端就为0,经过inv 2倒相,osc 为1(即振荡器输出为1),P 4管中的电流对电容C 2进行充电,C 2上的电压线性上升.osc 为1导致N 1管开启,C 1上电荷迅速泄放,使得P 6gate 端变为0,使得R 为0,这个时候R S 触发器为保持状态.该状态会一直维持到C 2的上升电压使得N 5管导通.由此可以看出,osc 信号高电平的维持时间由P 4对C 2充电这条支路决定.当N 5导通后,RS 触发器的S 端为1,此时R 端仍然为0,R S 触发器输出为1,经过倒相器inv 2,使得o sc 为0,N 1管截止,P 1管中电流对电容C 1进行充电,P 6管gat e 端电压线性上升,此时RS 触发器R 端和S 端均为0,处于保持状态,该状态会一直维持到P 6的gat e 端电压达到V ref 1时比较器输出翻转为止.由此可以看出,o sc 信号低电平的维持时间由P 1对C 1充电这条支路决定.该电路中,除了C 1和C 2这两条支路外,其他电路的延迟时间极短,所以该振荡器的占空比就等于这两个支路的充电时间的比.这对设计特定频率和占空比的振荡器非常方便,在普通的环振电路中,调节占空比时,频率会发生变化,而在调节频率时,占空比又会变化,很难调节.而对于这个振荡器电路,我们可以根据频率和占空比算出充电时间T on 和放电时间T off ,然后对C 1和C 2这两条支路分别进行调节,非常方便.一般的峰值电流模直流转换器中,osc 信号是作为一个复位信号使用,占空比为10%.结合电路不难看出,P 6管的gat e 端信号为一个幅度固定为V ref 1的三角波信号,我们定义为V ramp .这个信号非常有用,本文正是利用这个信号来产生同步的斜坡补偿信号的.P 8、P 9、P 10构成源跟随电路,使得P 9管的源极电压为V ramp +V gsp9.为了更方便的描述,我们将图1中的部分电路单独画出来进行讨论.假设图这条支路的电流为I ,那么从信号V +V 到V f ,我们可以得到如下等式V +V I R =V +V f ()图2　斜坡信号产生电路则有:I s =V ramp -V ref 2+V gsp 9-V gsp 11R 1(2)当设置支路电流,使得P 9管和P 11管的电流变化不太大,而且P 9和P 11管的宽长比都比较大的时候,V gsp 9≈V gsp 11.那么就有:I s =V ramp -V ref 2R 1(3)那么就有:V slope =I s R 2=(V ramp -V ref 2R 1)R 2(4)我们知道,V ramp 为一个具有固定幅度的三角波信号,由式(4)可以看出,V slope 也具有三角波的性质,其斜率为V ramp 斜率的R 2/R 1倍,调节R 2和R 1的大小比例,就可以得到我们所需要的斜率了.从式(4)可以看出,只有当V ramp >V ref 2时,V slope 才开始产生我们所需要的斜率信号.而电流模DC 2DC CONV ERT 2ER 的系统要求占空比大于50%时,斜坡补偿信号是从复位信号开始时就以一定的斜率进行补偿.P 12和N 6管就是为了满足上面的要求而采用的电路.当复位信号开始后,P 12管就以一恒定电流对电阻R 2进行充电,使得R 2上的电压降抵消式(4)中的常数项,从而使得V slope 信号的补偿效果满足系统的要求.具体示意图如图3.图3　N 6和P 12管电路的作用示意图由图3可以看出,经过抵消常数项的处理电路后,V slope 的补偿效果,等效于从原点开始就进行补偿,满足系统的要求.另外该斜坡补偿还有易于叠加的特点,只需要把需要叠加的电流信号直接注入到P 11管的漏端,那么V slope 信号就是该电流信号和斜坡补偿信号叠加后的信号.　模拟仿真结果我们采用S TR 对图进行了仿真,其中取V f =3V ,V f =5V ,R =Ω,R =8Ω215电　子　器　件第30卷82s ramp gsp9re 2:ram p gsp 9-s 1gsp 11re 212P EC E 1re 11.r e 20.140k 2k .由图4可以看出,V ramp 三角波的信号的最大幅度为1.3V.图5和图6对比,发现其斜率都为93K ,而且图6中波形起始的台阶电压为100mV 左右(常数项),和理论计算的常数项为R 2R 1V ref 2=100mV 非常吻合.图4　osc 以及V ramp 信号波形图5　V slo pe 波形(没有抵消常数相时)图6　V s lo pe 波形(抵消常数相后)3　结束语本文设计了一种结构简单、稳定性好、易于叠加的斜坡补偿信号发生电路.并通过SP EC TR E 进行了电路仿真.仿真结果显示,该斜坡补偿电路符合峰值电流模直流转换器的系统要求.具有很好的实用价值.参考文献:[1]　Philli p E.All en Do ugl as R.CMOS Analo g Cicrcuit Design[M].Hol berg.[2]　Behzad Razavi Des i gn of Analog CMOS Int egrat ed Ci rcuit s[M].[3]　K est er W and Eris man B ,Swit chi ng Regul at ors [C ]//AnalogDevices Techni cal Li brary on Po wer Management ,1999.[4]　Di xon L H ,C l osing t he Feedback Loop [R ].App endi x C ,Uni t ro de Power Supply Design Seminar ,1983,2C122C18,.[5]　Dei s ch Cecil W.Simple Switchin g Cont rol Met ho d C han gesPower Converter i nt o a Current So urce[C ]//IEEE Power E 2lect ronicsS p eciali st sConference ,1978Record :3002306(IEEE Publicat ion 78C H133725A ES).[6]　Holland B.Mo deli ng ,Anal ys i s and Compensatio n of t he Cur 2rent 2Mode C o nvert er[C ]//Proceedi ngs of Powerco n1984,11:122.[7]　Hs u Shi 2Ping ,Brown Art ,Rensin k Lo m an and MiddlebrookR D.Modeli ng and Anal ysis of Swi tching DC 2to 2DC i n Con 2st ant 2Frequency Current 2Programmed Mode[C ]//IEEE Pow 2er El ect ronics Speci ali st s C o nference 1979Reco rd :2842301(IEEE Publicat ion 79C H146123A ES ).[8]　Middlebrook R D ,Topics i n Mult ipl e 2Loop Regul at or s andCurrent Mode Programmin g [C ]//IEEE Power El ect ro nics S p eciali st s C o nference ,1985Reco rd.315第2期张洪俞,夏晓娟:一种基于峰值电流模DC 2DC 转换器的斜坡补偿电路8。

卫星三端口DC-DC变换器技术综述

卫星三端口DC-DC变换器技术综述
姚雨迎;鄢婉娟
【期刊名称】《航天器工程》
【年(卷),期】2014(023)005
【摘要】三端口DC-DC变换器可以同时将太阳电池阵和蓄电池组的功率统一变换到负载端.从外部端口看,电源控制器可以看作一个双输入、单输出的三端口DC-DC变换器,同时实现太阳电池阵调节、蓄电池组充放电控制,并保持负载端电压稳定.文章从三端口DC-DC变换器的拓扑结构、控制方法等方面进行调研,分析不同三端口DC-DC变换器的设计原理和特点,对其关键技术和适用性加以总结,提出电源控制器优化设计建议,可为实现卫星电源系统高功率密度、低成本设计提供参考.【总页数】5页(P116-120)
【作者】姚雨迎;鄢婉娟
【作者单位】航天东方红卫星有限公司,北京100094;航天东方红卫星有限公司,北京100094
【正文语种】中文
【中图分类】V442
【相关文献】
1.三端口隔离DC-DC变换器的暂态直流偏置机理及抑制策略 [J], 余雪萍; 涂春鸣; 肖凡; 刘贝
2.三端口隔离双向DC-DC变换器模型预测控制技术 [J], 年珩;叶余桦
3.基于LCL谐振型双有源桥的三端口DC-DC变换器及其解耦控制 [J], 王荣闯;王杉杉;高明;石健将
4.三端口隔离DC-DC变换器软开关特性 [J], 余雪萍;涂春鸣;肖凡;刘贝;郭祺
5.基于STM32的光伏发电系统三端口DC-DC变换器设计与实现 [J], 曹嘉豪;金海
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峰值电流型DC-DC Boost变换器斜坡补偿技术优化

２０１６年１月第３１卷第１期
西安石油大学学报（自然科学版）ＪｏｕｒｎａｌｏｆＸｉａｎＳｈｉｙｏｕＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙ（ＮａｔｕｒａｌＳｃｉｅｎｃｅＥｄｉｔｉｏｎ）
文章编号：ＤＯＩ：１０．３９６９／ｊ．ｉｓｓｎ．１６７３－０６４Ｘ．２０１６．０１．０２０中图分类号：ＴＭ４６
ＯｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎｏｆＳｌｏｐｅＣｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙｏｆＤＣ—ＤＣＢｏｏｓｔＣｏｎｖｅｒｔｅｒｏｆＰｅａｋＣｕｒｒｅｎｔＭｏｄｅ
ＷＡＮＧＳｉｓｉ，ＣＨＥＮＧＷｅｉｂｉｎ，ＧＵＯＹｉｎｇｎａ，ＳＯＮＧＪｉｕｘｕ，ＹＡＮＧＺｈｉｌｏｎｇ（ＣｏｌｌｅｇｅｏｆＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，ＸｊＳｈｉｙｏｕＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｘｉｈｎ７１００６５，Ｓｈａａｎｘｉ，Ｃｈｉｎａ）Ａｂｓｔｒａｃｔ：ＴｈｅｐｅａｋｃｕｒｒｅｎｔｍｏｄｅｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄＤＣ－ＤＣＢｏｏｓｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒｗｉｔｈｏｕｔｓｌｏｐｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｗｉｌｌｐｒｏｄｕｃｅｔｈｅｉｎｓｔａｂｉｌｉｔｙｐｈｅｎｏｍｅ— ｎｏｎｏｆｔｈｅｓｅｃｏｎｄｈａｒｍｏｎｉｃｏｓｃｉｌｌａｔｉｏｎ，ａｎｄｔｈｅｐｅａｋｃｕｒｒｅｎｔｍｏｄｅｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄＤＣ—ＤＣＢｏｏｓｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒｗｉｔｈｆｉｘｅｄｓｌｏｐｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｗｉｌｌｒｅｄｕｃｅｒｅｆｅｒｅｎｃｅｃｕｒｒｅｎｔａｎｄｉｎｐｕｔｐｏｗｅｒ．Ｆｏｒｓｏｌｖｉｎｇｔｈｅｓｅｐｒｏｂｌｅｍｓ，ａｓｌｏｐｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎｓｔｒａｔｅｇｙｉｓｐｕｔｆｏｒｗａｒｄ．Ｔｈｅｐｅａｌ（ｃｕｒｒｅｎｔｍｏｄｅｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄＤＣ—ＤＣＢｏｏｓｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒｗｉｔｈｏｕｔｓｌｏｐｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ，ｗｉｔｈｆｉｘｅｄｓｌｏｐｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎａｎｄｗｉｔｈｏｐｔｉｍｉｚｅｄｓｌｏｐｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｉｓａｎａｌｙｚｅｄｓｅｐａｒａｔｅｌｙ，ａｎｄｔｈｅｉｒａｖｅｒａｇｅｒｅｆｅｒｅｎｃｅｃｕｒｒｅｎｔａｎｄｉｎｄｕｃｔｉｖｅｃｕｒｒｅｎｔｅｘｐｒｅｓｓｉｏｎｓａｒｅｄｅｒｉｖｅｄ．Ｔｈｅｃｏｒ－ｒｅｃｔｎｅｓｓｏｆｔｈｅｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｌａｎａｌｙｓｉｓａｎｄｔｈｅｅｆｅｃｔｉｖｅｎｅｓｓｏｆｔｈｅｓｌｏｐｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎｓｔｒａｔｅｇｙｉｎｔｈｉｓｐａｐｅｒａｌｅｖｅｒｉｆｉｅｄｔｈｒｏｕｇｈｔｈｅｓｉｍｕｌａｔｉｏｎａｎｄｔｈｅｃｏｎｔｒａｓｔｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔｓ．Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ＤＣ—ＤＣＢｏｏｓｔｃｏｎｖｅ￣ｅｒ；ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ；ｒｅｆｅｒｅｎｃｅｃｕｒｒｅｎｔ；ｉｎｐｕｔｐｏｗｅｒ

一种用于DC_DC转换器的精密振荡器设计

构) 、NMOS 管 M1 、电阻 R0 与 R t 构成 ; 产生的电流为 : I1 = V REF/ R t , R t 为外接电阻。V REF 由基准电压产生 , 所以电流 I1 对环境温度和电源变化不敏感 , 从而提高了振荡器的稳定性和精度。振荡器频率为
f OSC = V REF K1 ( K2 - K1 ) K = K2 R t C Rt
技术专栏
Technology Column
一种用于 DC2DC 转换器的精密振荡器设计
刘智 , 魏海龙 , 袁雅玲 , 刘佑宝
( 西安微电子技术研究所 , 西安 710054)
摘要 : 提出了一种用于 DC2DC 转换器的高频、精密张驰振荡器的设计方法。基于 V2I 转换器原理 , 设计了精密电流产生电路 ; 基于基极电流补偿技术 , 设计了一种结构新颖的比较器门限电压产生电路 , 从而有效地提高了振荡器频率稳定性和精度。通过外接可调电阻 , 振荡器可调工作频率为100 kHz～3 MHz , 并能同时提供占空比 85 %的方波信号和用于斜率补偿的锯齿波信号 , 还具有与外接时钟信号同步振荡的功能。流片测试结果表明该振荡器满足设计指标。关键词 : 振荡器 ; 张驰振荡器 ; DC2DC 转换器 ; 锯齿波信号中图分类号 : TN432 文献标识码 : A 文章编号 : 10032353X ( 2009) 0120014203
式中 , K 为常数。振荡器指标要求占空比为 85 % , 则 K1 =
0115 K2 。设计大小合适的电容 C ( 为减小工艺误差
影响 , 一是在版图设计上采取了相应措施 ; 二是采用熔丝烧断修调技术微调电容值 ) 和电流镜比例

一种输入电流连续的新型高增益DC-DC升压变换器

一种输入电流连续的新型高增益DC-DC升压变换器
岳舟;刘小荻;姚绍华;周勇
【期刊名称】《电力系统保护与控制》
【年(卷),期】2022(50)6
【摘要】高增益DC-DC变换器正越来越多地应用于太阳能光伏或其他可再生能源发电系统。

良好的稳态和动态性能以及更高的效率,是为上述应用选取变换器的先决条件。

为此,提出一种高增益DC-DC升压变换器。

首先,详细阐述了该新型变换器的拓扑结构与工作原理,在此基础上,对其电路参数进行了设计。

然后,将所提变换器与最近提出的其他类似变换器在各种性能参数上进行了比较。

最后,采用Matlab软件建立了系统仿真模型,并研制了实验样机。

仿真和实验结果验证了理论分析的正确性。

所提变换器只使用一个功率开关,具有连续的输入电流,同时能够降低开关器件间的电压应力。

占空比的工作范围更宽,并且在较低的占空比下可以获得较高的电压增益。

输入电流连续是DC-DC变换器的一个理想特性,所提变换器非常适合太阳能、光伏应用。

【总页数】10页(P125-134)
【作者】岳舟;刘小荻;姚绍华;周勇
【作者单位】湖南人文科技学院
【正文语种】中文
【中图分类】TM4
【相关文献】
1.一种零输入电流纹波高增益DC-DC变换器
2.非隔离新型高增益DC-DC升压变换器
3.一种新型高增益双输入DC-DC变换器
4.一种双输入高增益DC-DC变换器
5.基于耦合电感的对称式交错并联低输入电流纹波高增益DC-DC变换器
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Buck型DCDC转换器二次斜坡补偿电路设计

Buck型DCDC转换器二次斜坡补偿电路设计摘要提出了一种应用于电流型DC/DC转化器的二次斜坡补偿电路的设计，该方法使补偿的斜率随着占空比动态变化，不仅提高了芯片的带载能力以及消除了占空比>50%时出现的开环不稳定和亚谐波振荡和对噪声敏感等缺点。

同时也避免了系统的过补偿和带载能力降低的问题。

电路基于TSMC的0.35μm BCD工艺设计，经Cadence 仿真验证，达到设计目标。

由于DC/DC变换器中电流模控制较电压模控制方法有许多优点，所以得到了广泛应用，但恒定频率下的峰值电流存在问题：(1)当占空比D>50%时，系统的开环不稳定。

(2)由于采样的是峰值电感电流而非平均电流的原因而产生系统开环不稳定。

(3)次斜坡振荡。

(4)抗干扰能力差，当电感中的纹波电流成分很小时，这种情况更严重。

但是采用在电流波形上叠加斜坡补偿方法，可以在占空比D>50%情况下使系统稳定，同时也使性能得到大幅改善。

1 产生亚谐波振荡的原因如图1所示，IC是与电感电流相比较的误差信号，当系统稳定时，其大小可以认为是固定不变的;m1是功率上管导通时，电感电流上升的斜率，-m2是上管关断下管导通时电感电流下降低斜率。

实线三角波形为未加扰动时电感电流，虚线波形为初始时刻存在△I0扰动量后电感电流的变化。

通过几何知识计算可知，由初始时刻扰动量△I0的下个周期初始电流扰动量△I1为当占空比D<50%时，电感电流扰动量△In会逐渐趋于0，系统稳定。

当占空比D>50%时，电感电流扰动量△In会逐渐放大，此时会导致电感电流峰峰值逐渐增大，出现亚谐波振荡现象，使系统无法正常稳定工作。

2 斜坡补偿的基本原理为使系统在占空比>50%时也能稳定工作，引入了斜率为-m的斜坡补偿信号。

斜坡补偿技术有两种，一种是在误差信号IC上叠加一斜坡补偿信号，另一种方法是在采样的电感电流上斜坡叠加补偿信号，这两种方式的原理相同。

一种适合宽范围输出的双向DC-DC变换器

第28卷㊀第2期2024年2月㊀电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报Electri c ㊀Machines ㊀and ㊀Control㊀Vol.28No.2Feb.2024㊀㊀㊀㊀㊀㊀一种适合宽范围输出的双向DC-DC 变换器袁义生,㊀卢梓意,㊀刘伟(华东交通大学电气与自动化工程学院,江西南昌330013)摘㊀要:提出一种适合宽范围输出的双向DC-DC 变换器㊂该变换器结构与传统LLC 双向DC-DC 变换器类似,但通过开关管复用以及将谐振电感增加绕组复用为一个反激变压器,构造了多种工作模式㊂变换器采用PWM 调制,正向功率传输时有中㊁低两种电压增益模式,反向功率传输时有高㊁中㊁低三种电压增益模式,所有模式中均可实现全负载范围内的软开关状态㊂对各模式的工作原理㊁增益公式推导进行了详细的描述㊂最后以满足4-5节12V 蓄电池的充放电为前提,给出变换器设计和控制方法,并搭建了相应参数的实验样机㊂实验结果验证了该变换器分析的有效性㊂关键词:双向DC-DC 变换器;宽范围;多模式;谐振;软开关DOI :10.15938/j.emc.2024.02.015中图分类号:TM46文献标志码:A文章编号:1007-449X(2024)02-0152-10㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀收稿日期:2022-05-23基金项目:国家自然科学基金(52067007);江西省自然科学基金重点项目(20232ACB204024)作者简介:袁义生(1974 ),男,博士,教授,博士生导师,研究方向为电力电子系统及其控制;卢梓意(1996 ),男,硕士,研究方向为电力电子与电力传动;刘㊀伟(1985 ),男,博士研究生,研究方向为电力电子与电力传动㊂通信作者:袁义生Bidirectional DC-DC converter suitable for wide output rangeYUAN Yisheng,㊀LU Ziyi,㊀LIU Wei(School of Electrical and Automation Engineering,East China Jiaotong University,Nanchang 330013,China)Abstract :A bidirectional DC-DC converter suitable for wide range output was proposed.The structure of the converter is similar to that of the traditional LLC bi-directional DC-DC converter,but a variety of op-erating modes were constructed by multiplexing the switching and multiplexing the resonant inductor in-creasing winding as a flyback transformer.In the converter,by adopting PWM modulation,forward power transmission has medium and low voltage gain mode,reverse power transmission has high,medium and low voltage gain mode,all modes can achieve the soft switching state within the full load range.The working principle of each mode and derivation of gain formula are described in detail.Finally,on the premise of charging and discharging 4-512V batteries,the design and control method of the converter is given,and the experimental prototype of the corresponding parameters is built.Experimental resultsverify the effectiveness of the proposed converter analysis.Keywords :bidirectional DC-DC converter;wide range;multi-mode;resonance;soft switching0㊀引㊀言近年来,随着直流配电[1-3]和电动汽车直流充电桩[4-5]技术的迅速发展,功率能够双向流动的DC-DC 变换器也得到了越来越多的研究,尤其是能够适应宽输入或宽输出电压范围工作的高效率㊁高电压增益的双向DC-DC 变换器㊂传统的双半桥或者双全桥双向DC-DC 变换器[6-7]具有软开关的优点,但缺点是正㊁反向电压增益都小于1,且关断时刻电流大㊁循环损耗大㊂LLC 谐振型双向DC-DC变换器[8]能够更好地实现软开关且关断电流和循环损耗更小,在正向工作时电压增益能大于1,但一般小于1.4;缺点是反向电压增益小于1,正向工作时开关频率调节范围过宽㊂双向CLLC谐振变换器[9]进一步提升反向电压增益大于1,但缺点是使用器件太多,功率密度较低,且开关频率调节范围过宽㊂带辅助电感的对称式双向LLC谐振变换器[10]比CLLC谐振变换器减小了一个谐振电容,但开关频率范围仍然较宽㊂文献[11]通过在二次侧增加一个双向交流开关,在保持高效的同时可以通过PWM调制增加变换器的电压调节能力,但是这增加了成本和复杂性㊂提高DC-DC变换器的电压增益范围有以下几种方案㊂1)调节谐振腔参数㊂文献[12]通过降低励磁电感使电路在低k值下运行,实现功率高密度㊂文献[13]采用一种充磁电感,在不同的模式中通过改变频率进而改变电感量,可以将导通损耗降到最低并且提高电压增益㊂2)引入辅助桥臂㊂文献[14]在原边增加了辅助双向开关桥臂让电路可以在常态运行和掉电保持运行之间切换,保证了输出电压稳定也提高了工作效率㊂文献[15]通过引入辅助桥臂,增加充能环节,有多种工作模式,拓宽了增益范围进㊂3)新型调制策略㊂文献[16-17]为了限制开关频率的变化并获得较宽的电压增益范围,提出了适用于低谐振变换器的恒频移相控制方法,但变换器在低电压增益或者轻载的情况下会失去零电压开关(ZVS)㊂文献[18-20]采用新型控制策略通过在全桥模式和半桥模式之间切换实现了较宽增益的输出㊂4)改变谐振腔电压㊂文献[21]提出的复合型谐振变换器通过复用谐振电感来提高功率密度,利用多种模态实现全负载下的宽增益输出㊂文献[22]采用两个变压器串联,有四种运行方式,可以覆盖最小输入电压的四倍范围,并且通过优化电路参数来达到较高的效率㊂本文通过器件复用,提出一种结构更简单,具有多种电压增益模式的双向宽范围输出的DC-DC变换器㊂该变换器采用PWM调制,开关频率固定,具有全软开关高效率的优点㊂1㊀拓扑结构及工作原理1.1㊀拓扑结构及工作状态图1为本文提出的适合宽范围输出的双向DC-DC变换器㊂该变换器左右侧均采用全桥结构,由8个开关管S1~S8及其反并二极管和寄生电容构成,通过一个原副边匝比为K1的主变压器T1隔离,是一个传统的桥式双向DC-DC变换器结构㊂此外,还有一个原副边匝比为K2的辅助变压器T2和开关管S9及其反并二极管D9,构成了一个反激双向DC-DC 变换器㊂辅助变压器T2的原边绕组电感L r复用作谐振电感,与谐振电容C r构成谐振腔㊂L m为T1的励磁电感,假设L m极大㊂图1㊀提出的适合宽范围输出的双向DC-DC变换器Fig.1㊀A wide gain multi-mode bidirectional DC-DC converter proposed提出的双向DC-DC变换器有正向功率传输和反向功率传输两种工作方式㊂正向工作时有中㊁低电压增益两种模式,反向工作时有高㊁中㊁低三种电压增益模式,适用于宽范围输出的场合㊂定义特征阻抗Z r=L r/C r,品质因数Q=π2Z r/(8K2R o),谐振频率f r=1/(2πL r C r),开关频率f s,归一化频率f n=f s/f r,谐振角频率ωr= 2πf r㊂1.2㊀正向功率传输方式及工作原理正向功率传输方式时,功率从左侧向右侧传输,有中㊁低两种电压增益模式㊂1.2.1㊀正向中电压增益模式正向中电压增益(forward medium gain,FMG)模式采用脉冲宽度调制(pulse width modulation,PWM)调制,关键波形如图2所示㊂S1㊁S6㊁S7为第一组, S2㊁S5㊁S8为第二组,每组共同导通关断,两组开关管互补导通,占空比为D=[2(t1-t0)/T s]㊂S3㊁S4也是互补导通并且分别和第一组和第二组开关管同时开通,占空比接近0.5㊂一个开关周期分为三个阶段如图3所示,下面对三个阶段进行详细描述㊂351第2期袁义生等:一种适合宽范围输出的双向DC-DC变换器阶段1[t 0-t 1]:LC 谐振阶段㊂t 0时刻S 1和S 4导通,副边S 6和S 7和二极管D 6㊁D 7导通,形成LC 谐振回路㊂电容电压最大为ΔU Cr ,则此阶段副边的电感电流i Lr_F 可以表示为i Lr_F (t )=U i /K 1-U o +ΔU CrZ rsin(ωr t )㊂(1)本阶段通过LC 谐振从左到右传递能量㊂图2㊀FMG 模式的主要波形Fig.2㊀Main waveforms of FMGmode图3㊀FMG 模式各阶段的等效电路Fig.3㊀Equivalent circuits of each stage of FMG mode阶段2[t 1-t 2]:环流阶段㊂t 1时刻S 1㊁S 6㊁S 7关断,D 3迅速导通㊂由于谐振电感电流i Lr_F 不能突变,电容电流i Cr 会瞬间换向通过二极管D 5㊁D 8流向L r ㊂此阶段电容电压U Cr 近似不变,T 1原边短路谐振电感L r 承受(U o -U cr )的反向电压,谐振电流i Lr_F 直线下降㊂变压器电流i Lm 快速下降接近至0再反向㊂此阶段的电感电流i Lr_F 可以表示为i Lr_F (t )=i Lr_F (t 1)-U o +ΔU CrL r(t -t 1)㊂(2)本阶段原边环流,副边换流,L r 继续释放能量㊂阶段3[t 2-t 3]:死区阶段㊂t 2时刻S 4关断,原边电流通过D 2㊁D 3流向电源U i ,此时L r 承受[(U i /n 1)+U Cr -U o ]的正向电压,电流迅速上升㊂至t 3时刻,S 2㊁S 3㊁S 5㊁S 8均实现ZVS 开通㊂本阶段作用时间很短㊂1.2.2㊀正向低电压增益模式正向低电压增益(forward low gain,FLG)模式采用PWM 调制,仅开关管S 9工作,通过控制其占空比D f 来实现电压转换㊂开关管S 9和T 2以及右侧四个二极管构成了一个反激变换器,具体工作原理不再赘述㊂1.3㊀反向功率传输方式及工作原理反向功率传输时,输入电压为U o ,输出电压为U i ,有高㊁中㊁低三种电压增益模式㊂1.3.1㊀反向高电压增益模式反向高电压增益(reverse high gain,RHG)模式关键波形如图4所示㊂各开关管采用PWM 调制㊂副边两个上管S 5和S 6互补导通,(t 3-t 2)为两者间死区时间;两个下管S 7和S 8的导通占空比相等且大于0.5,它们分别与S 6和S 5同时触发导通㊂原边的开关管S 1㊁S 4和S 6同时开通关断,S 2㊁S 3和S 5同时导通关断㊂图4㊀RHG 模式的主要波形Fig.4㊀Main waveforms of RHG mode451电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀RHG 模式通过调整同一桥臂上下管共同导通的占空比D b =[2(t 1-t 0)/T s ]来调节增益㊂以下分析上半个周期[t 0-t 4]的4个工作阶段原理,其等效电路图如图5所示㊂图5㊀RHG 模式各阶段的等效电路Fig.5㊀Equivalent circuits of each stage of RHG mode1)阶段1[t 0-t 1]:Boost 阶段㊂t 0之前i Lr 初始值为0㊂此阶段S 6和S 8导通,电源U o 给谐振电感L r 储能,i Lr 线性上升㊂由于i Lr 初始值为0,所以实现了S 1㊁S 4㊁S 6㊁S 7㊁S 8的ZCS 开通㊂至t 1时刻,电感电流i Lr 上升为i Lr (t 1)=U o D b T sL r㊂(3)本阶段实现了L r 的储能㊂2)阶段2[t 1-t 2]:LC 谐振阶段㊂t 1时刻关断S 8,此时S 6㊁S 7导通,原边S 1㊁S 4㊁D 1㊁D 4导通,进入L r 和C r 谐振阶段㊂C r 初始电压为-U CrM ㊂此阶段谐振电流i Lr 和谐振电压U cr 分别表示为i Lr (t )=U o -U i /K 1+U CrMZ rsin[ωr (t -t 1)]+i Lr (t 1)cos[ωr (t -t 1)];(4)U Cr (t )=i Lr (t 1)Z r sin[ωr (t -t 1)]+U o -K 1U i -(U o -K 1U i +U CrM )cos[ωr (t -t 1)]㊂(5)本阶段通过LC 谐振从右到左传递能量㊂3)阶段3[t 2-t 3]:Flyback 阶段㊂t 2时刻关断S 6㊁S 1㊁S 4,S 7继续导通㊂此时L r 上的能量通过变压器T 2反激传输到U i 侧㊂反激电流为i f =K 2i Lr (t 2)-K 2U iL r(t -t 2)㊂(6)本阶段通过反激方式将L r 的剩余能量全部传递到原边㊂4)阶段4[t 3-t 4]:电流断续阶段㊂t 3时刻i f 下降至0,直至t 4时刻开始下半个周期㊂1.3.2㊀反向中电压增益模式反向中电压增益(reverse medium gain,RMG)模式关键波形如图6所示㊂各开关管采用传统的PWM 调制㊂副边的S 6㊁S 7,和原边的S 1㊁S 4为一组;副边的S 5㊁S 8,和原边的S 2㊁S 3为另一组㊂两组开关管导通占空比都是D m =[2(t 1-t 0)/T s ],导通时刻相差180ʎ㊂图6㊀RMG 模式的主要波形Fig.6㊀Main waveforms of RMG modeRMG 模式相比RHG 模式仅少了一个Boost 阶段㊂[t 0-t 3]是上半个周期的3种工作阶段,各阶段工作原理简述如下:1)阶段1[t 0-t 1]:LC 谐振阶段㊂此阶段工作原理等同于RHG 模式的LC 谐振阶段,区别仅在于谐振电感初始电流i Lr 为0,使得S 6㊁S 7实现ZCS 导通㊂2)阶段2[t 1-t 2]:Flyback 阶段㊂此阶段工作551第2期袁义生等:一种适合宽范围输出的双向DC -DC 变换器原理等同于RHG模式的Flyback阶段㊂3)阶段3[t2-t3]:电流断续阶段㊂此阶段工作原理等同于RHG模式电流断续阶段㊂1.3.3㊀反向低电压增益模式反向低电压增益(reverse low gain,RLG)模式采用PWM调制,右侧四个开关管S5-S8同时通断,通过控制其占空比D f来实现电压转换㊂这四个开关管和T2㊁D9构成了一个反激变换器,具体工作原理不再赘述㊂2㊀电压增益2.1㊀FMG模式电压增益G FMG本模式本质上等同于一个副边LC谐振变换器,因此其电压增益最大为1㊂推导如下㊂定义本模式电感电流i Lr_F在LC谐振阶段的平均值为I d_F,在Flyback阶段的平均值为I f_F,负载电阻为R o,则G FMG=U o Ui =R o(I d_F+I f_F)U i㊂(7)I d_F和I f_F可以表示为I d_F=2f sʏt1t0i Lr_F(t)d t=πU i(1/K1-G FMG)[1-cos(πD)][3+cos(πD)]8QR o[1+cos(πD)];(8)I f_F=2f sʏt3t1i Lr_F(t)d t=πU i sin2(πD)(1/K1-G FMG)2[3+cos(πD)]216QR o[2/K1-G FMG+cos(πD)][1+cos(πD)]㊂(9)联合式(7)㊁式(8)㊁式(9)可以得到有关G FMG㊁D㊁Q的隐函数f FMG(G FMG,D,Q)=8QG FMG[1+cos(πD)]-π(1-G FMG)ˑ[3+cos(πD)]{1-cos(πD)+sin2(πD)(1/K1-G FM G)[3+cos(πD)]2[2/K1-G FM G+cos(πD)]}㊂(10)根据式(10)绘出G FMG曲线如图7所示㊂可以看出,随着占空比D增大,最大增益接近1,并且能够在较大Q值下保持较好的线性调节能力㊂2.2㊀FLG模式电压增益G FLG本模式本质是一个工作在电流断续状态的反激变换器,其电压增益为G FLG=K2D f R oT s2L r㊂(11)图7㊀FMG模式的电压增益曲线Fig.7㊀Gain curve of FMG mode2.3㊀RHG模式电压增益G RHG本模式实质等同于Boost+副边LC谐振+Fly-back变换器,因此其最大增益大于1且易受Boost 阶段控制㊂定义本模式输出电流在LC谐振阶段的平均值为I d_R,在Flyback阶段的平均值为I f_R㊂总的输出电流平均值I i为I d_R和I f_R之和,U i侧负载电阻为R i㊂则㊀G RHG=U i Uo=R i(I d_R+I f_R)U o;(12)㊀I d_R=2K1f sʏt2t1i Lr(t)d t=2K1U o{(1-K1G)[1-cos(D m-D b)]+πD b sin(D m-D b)+2πD b[1-sin(1-D d)]}/{πZ r[1+cos(D m-D b)]};(13)㊀I f_R=2K1f sʏt2t1i f_R(t)d t=L r f s i2Lr(t2)K2U i㊂(14)将式(13)㊁式(14)代入到式(12)得到有关G RHG㊁D m㊁D b㊁Q的隐函数f RHG(G RHG,D m,D b,Q)=π8K21Q{1+cos[π(D m-D b)]}ˑ{2K1πD b sin[π(D m-D b)]+4K1πD b{1-sin(πD m)}+2K1(1-K1G RHG){1-cos[π(D m-D b)]}+12K2G RHG{1+cos[π(D m-D b)]}ˑ{πD b{1+cos[π(D m-D b)]}+2(1-K1G RHG)sin[π(D m-D b)]+2πD b{1-sin[π(D m-D b)]}ˑsin[π(D m-D b)]}2}-G RHG㊂(15)651电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀2.4㊀RMG模式电压增益G RMGRMG无RHG模式的Boost阶段,将D b=0代入式(15)得到G RMG的隐函数f RMG(G RMG,D m,Q)=G RMG-π(1-K1G RMG)4K2K21QG RMGˑ1-cos(πD m)1+cos(πD m)㊂(16)根据式(15)㊁式(16)绘出G RHG和G RMG的特性曲线如图8所示㊂图中实线表示G RMG与Q值和D m 的关系,D m在0~0.8之间调节㊂图8中虚线表示G RHG㊁Q值和D b的关系,D b在0~0.4范围之间调节㊂在D b到达0.2时G RHG就达到1.4,超过传统LLC谐振型DC-DC变换器的增益㊂图8㊀RHG和RMG模式的特性曲线Fig.8㊀Characteristic curves of RHG and RMG modes 2.5㊀RLG模式电压增益G RLG本模式本质是一个工作在电流断续状态的反激变换器,电压增益G RLG=D f K2R i T s2L r㊂(17)3㊀所提变换器的设计设计一个可以对4-5节额定电压为12V的蓄电池组进行充放电的双向DC-DC变换器,其充电电压为55.4~73.5V,放电电压为42~73.5V,设计参数见表1㊂3.1㊀正反向电压增益假设实际需求双向DC-DC变换器最大正向增益为G F,最大反向增益为G R,当主变压器变比K1= 1时双向DC-DC变换器能达到的最大正向增益为G1,最大反向增益为G2,则设计的双向DC-DC变换器的变比K须满足以下条件:G Fɤ1K G1;G RɤKG2㊂}(18)即G RG2ɤKɤG1G F㊂表1㊀设计的参数范围Table1㊀Experimental scope of the design 工作方式实验参数㊀㊀㊀取值正向工作方式输入电压U i/V220额定输出电压/V60额定功率P o/W450输出电压范围U o/V30~73.5开关频率f s/kHz100反向工作方式输入电压U o范围/V42~73.5输出电压U i/V220额定输入电压/V60额定功率P o/W450开关频率f s/kHz100要使电路能达到实际需求,则K1值要有解,所以电路增益要满足G1G2ȡG F G R㊂(19)根据表1得到G F=0.3,G R=5.2㊂代入公式(18),有G1G2ȡ1.56㊂而根据图7和图8所示,本文所提电路只要选择合适的参数,能较容易满足该双向增益条件㊂此处选择G FMG=G1=0.98,G RHG=G2=1.75㊂3.2㊀变压器匝比设计选择好G FMG和G RHG后,设计K1=3㊂设计K2= 1,使变换器在双向工作时均能在Flyback阶段将电感剩余能量馈到负载端㊂3.3㊀品质因数和最大占空比将0.9G RMG设为额定增益G o,则在实际工作增益小于G o时是中增益模式,大于G o时切换成高增益模式㊂定义额定增益下的品质因数Q o=0.2,根据式(15)和式(16),计算得到最大占空比D m_max= 0.8㊂3.4㊀谐振参数设计根据f r和Q o来设计L r和C r,有:751第2期袁义生等:一种适合宽范围输出的双向DC-DC变换器L r =8U 2i G 2o Q oπ2ωs P i;C r =π2P i8U 2i G 2o ωs Q o㊂üþýïïïï(20)其中:P i 为额定功率;角频率ωs =2πf s ㊂将各参数代入上述公式可得:L r =22.5μH;C r =112.6nF㊂4㊀实验分析为了验证提出的双向DC-DC 变换器,制作了一台实验样机,实物照片如图9所示㊂样机工作参数见表1,其他参数如表2所示㊂图9㊀样机实物照片Fig.9㊀Photo of prototype表2㊀实验参数Table 2㊀Experimental parameters器件参数㊀数值主变压器T 1匝比K 13原边电感/漏感810μH /0.2μH 副边电感/漏感90μH /0.2μH 辅助变压器T 2匝比K 21原边电感L r /漏感22μH /0.6μH 副边电感/漏感22μH /0.6μH谐振电容C r 谐振电容C r 110nF 开关管IRF4609个所提变换器采用了最简单的单电压环控制,各个工作模式的切换通过对电压环的输出数值设置不同的阀值进行切换㊂4.1㊀正向工作关键波形设计的双向DC-DC 变换器正向工作范围为输入电压220V,输出电压30~73.5V㊂图10~图12分别为输入电压U i =220V 时,FMG 和FLG 模式下输出电压U o =73.5㊁55.4㊁30V的关键波形㊂图10㊀FMG 模式下73.5V 输出关键波形Fig.10Key waveforms with 73.5V output in FMGmode图11㊀FMG 模式下55.4V 输出关键波形Fig.11㊀Key waveforms with 55.4V output in FMG mode图10为U i =220V㊁U o =73.5V 时,FMG 模式下的关键波形㊂此时的电感电流连续,电容电流i Cr在开关管关断时进行换向,在下一次开关管导通之前与电感电流i Lr 保持一致并进行谐振直到下一次开关管关断进行换流㊂851电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀图12㊀FLG 模式下30V 输出关键波形Fig.12㊀Key waveforms with 30V output in FLG mode图11为U i =220V㊁U o =55.4V 时,FMG 模式下的关键波形㊂图12为U i =220V㊁U o =30V 时,FLG 模式下的关键波形,此时反激占空比D f =0.2㊂电路工作在DCM 模式㊂4.2㊀反向工作关键波形设计的双向DC-DC 变换器反向工作范围为输入电压42~73.5V,输出电压220V㊂图14~图15分别为输入电压U o =42V㊁73.5V 时,RHG 和RMG 模式下输出电压U i =220V 的关键波形㊂图13㊀RHG 模式下220V 输出关键波形Fig.13㊀Key waveforms with 220V output in RHG mode图13为U o =42V㊁U i =220V 时RHG 模式下的关键波形,此时D b =0.35㊂由图可知,电感电流i Lr 在Boost 阶段线性上升,随后和谐振电容C r 进行谐振㊂在S 5和S 6关断时谐振电感电流i Lr 会以Fly-back 的模式通过T 2变压器流到负载端㊂i Lr 会在周期内复位,可以实现ZCS 开通㊂工作在RHG 模式下,电路只有谐振阶段和Flyback 阶段两个阶段向负载馈能㊂图14㊀RMG 模式下220V 输出关键波形Fig.14㊀Key waveforms with 220V output in RMG mode图14为U o =73.5V㊁U i =220V 时RMG 模式下的关键波形,此时占空比D m =0.8㊁㊂相比RHG 模式,RMG 模式没有Boost 阶段,其谐振及软开关过程均与反向HG 模式相同㊂当输出电压降低使得D m 小于0.55时,电路会工作在RLG 模式下,提高电路的效率㊂4.3㊀切载波形及效率曲线图15为电路随负载变化而切换工作模式的动态响应波形㊂图16为提出的双向DC-DC 变换器和传统LLC 谐振双向DC-DC 变换器[8]在U o =60V 的条件下,正向㊁反向工作的效率曲线㊂为了提高传统LLC 谐振双向DC-DC 变换器的电压增益,实验时将其变压器励磁电感减小到50μH㊁漏感增大到10μH,其余参数与提出的变换器一致㊂由图17可见,传统双向DC-DC 变换器最高效率为88.32%,提出的变换器整体效率高于传统双向变换器,且工作在额定功率450W 时达到最高效率94.56%㊂951第2期袁义生等:一种适合宽范围输出的双向DC -DC 变换器图15㊀负载切换动态响应波形Fig.15㊀Dynamic response waveform with loadswitching图16㊀不同工作方式的效率曲线Fig.16㊀Efficiency curves with different modes5㊀结㊀论本文提出了一种适合宽范围输出的双向DC-DC 变换器,该变换器具体有以下几个优点:1)正向功率传输有两种电压增益模式,反向功率传输有三种电压增益模式,适合宽范围电池充放电场合,有较高的最高电压增益;2)采用定频PWM 调制,磁性器件设计简单;3)低增益模式的反激变压器的电感复用做中高增益模式的LC 谐振的谐振电感,提高了电路的功率密度;4)全负载范围内均实现了软开关,降低了开关损耗㊂参考文献:[1]㊀李建国,赵彪,宋强,等.直流配电网中高频链直流变压器的电压平衡控制策略研究[J ].中国电机工程学报,2016,36(2):327.LI Jianguo,ZHAO Biao,SONG Qiang,et al.DC voltage balance control strategy of high frequency link DC transformer in DC distri-bution system[J].Proceedings of the CSEE,2016,36(2):327.[2]㊀SHE X,HUANG A Q,BURGOS R.Review of solidstate trans-former technologies and their application in power distribution sys-tems[J].IEEE Journal of Emerging &Selected Topics in Power E-lectronics,2013,1(3):186.[3]㊀熊雄,季宇,李蕊,等.直流配用电系统关键技术及应用示范综述[J].中国电机工程学报,2018,38(23):6802.XIONG Xiong,JI Yu,LI Rui,et al.An overview of key technology and demonstration application of DC distribution and consumption system[J].Proceedings of the CSEE,2018,38(23):6802.[4]㊀ZHENG Zhong,ZHANG Daifang.Study on electromagnetic com-patibility of DC charging pile[C]//2018China International Con-ference on Electricity Distribution (CICED),September 17-19,2018,Tianjin,China.2018:2805-2810.[5]㊀CHEN Zhiru,LI Xinguang,DONG Xianguang,et al.Researchon remote calibration system of DC metering device for electric ve-hicle charging piles based on embedded[C]//2019IEEE 3rd In-formation Technology,Networking,Electronic and Automation Control Conference,March 15-17,2019,Chengdu,China.2019:300-304.[6]㊀CHOI B Y,NOH Y S,JI Y H,et al.Battery-integrated power op-timizer for PV-battery hybrid power generation system[C]//IEEE Vehicle Power and Propulsion Conference,October 9-12,2012,Seoul,Korea.2012:1343-1348.[7]㊀KRISMER F,KOLAR W J.Efficiency-optimized high-current du-al active bridge converter for automotive applications.[J].IEEE Transactions on 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[18]㊀LIANG Z,GUO R,WANG G,et al.A new wide input rangehigh efficiency photovoltaic inverter[C]//IEEE Energy Conver-sion Congress and Exposition,September12-16,2010,Atlan-ta,GA,USA.2010:2937-2943.[19]㊀廖政伟,张雪,尤伟,等.应用于超宽输入范围的变拓扑LLC电路[J].浙江大学学报(工学版),2013,47(12):2073.LIAO Zhengwei,ZHANG Xue,YOU Wei,et al.Variable LLC cir-cuit used in ultra-wide input voltage range[J].Journal of Zhe-jiang University(Engineering Science),2013,47(12):2073.[20]㊀谢晶晶,吕征宇.应用于宽输入范围的变模态LLC电路设计[J].电源学报,2016,14(3):20.XIE Jingjing,LÜZhengyu.Variable modal LLC circuit used indesign of wide input voltage range[J].Journal of Power Supply,2016,14(3):20.[21]㊀袁义生,赖立.一种适用于宽范围输出的复合谐振型全桥变换器[J].中国电机工程学报,2020,40(20):6694.YUAN Yisheng,LAI li.A compound resonant full-bridge convert-er suitable for wide range output[J].Proceedings of the CSEE,2020,40(20):6694.[22]㊀HU H,FANG X,CHEN F,et al.A modified high-efficiency LLCconverter with two transformers for wide input-voltage range appli-cations[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2013,28(4):1946.(编辑:刘素菊)161第2期袁义生等:一种适合宽范围输出的双向DC-DC变换器。

提高峰值电流模DC_DC带载能力的限流设计

ＩＬｍａｘ＝［ＶＣＡＬＭＰ－ＩＡＭＰ（Ｒ１＋
Ｒ２＋Ｒ３）－ＩＲＥＦＲ３］ＧＣＳ．
（３）
由式（３）可知，固定电压ＶＣＬＡＭＰ的箝位导致电
感电流最大值随着占空比的增大而减小．
图１采用固定频率的峰值电流模同步整流降压型ＤＣ／ＤＣ的框图
本研究提出的限流架构如图１中虚框内所
由式（７）可以得出：电感电流的最大值的温度系数主要由ＩＰＴＡＴ和ＧＣＳ决定．本文提出的电路架构中采用ＩＰＴＡＴ的正温度系数去拟合采样电阻ＲＳ两端电压的正温度系数，对采样架构进行温度补偿，减小温度ｔ对电感电流最大值的影响．
３电路的设计与实现
图３功率管导通电阻和采样电压的温度曲线
提高带载能力的峰值电流环的电路实现如图
４所示，其中：Ｍ１为功率管；Ｍ３和ＲＳ构成采样电路；Ｒ７～Ｒ９和Ｍ４～Ｍ１３构成电流采样放大器；Ｒ８＝Ｒ９；ＩＭ５＝ＩＭ６．则采样电阻上的采样电压和电流分别为：
力随占空比的增大而减小［３－５］．文献［６－８］中的斜坡补偿设计可以减小但是不能完全消除对带载能力的影响．本文提出了一种新的电路架构，电流限制比较器一端输入为斜坡补偿的采样电流放大信号，另一端输入为相同斜坡补偿的正温度系数电压，等效为采样电流放大信号与正温度系数电压
当ＩＬ等于限流点时，ＶＣＬＡＭＰ＝ＶＳＬＯＰＥ，其中